DE69723477T2

DE69723477T2 - Anordnung und verfahren zur rauschvorhersagenden maximal-wahrscheinlichkeitsdetektion

Info

Publication number: DE69723477T2
Application number: DE69723477T
Authority: DE
Inventors: Darrel Jonathan COKER; Stavros Evangelos ELEFTHERIOU; Leo Richard GALBRAITH; Walter Hirt
Original assignee: International Business Machines Corp
Current assignee: HGST Netherlands BV
Priority date: 1997-05-15
Filing date: 1997-05-15
Publication date: 2004-05-27
Anticipated expiration: 2017-05-16
Also published as: JP3540329B2; EP0981880A1; JP2000513182A; EP0981880B1; DE69723477D1; US6625235B1; WO1998052330A1

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Vorrichtung und Verfahren zur Datendetektion. Sie kann insbesondere in Einheiten mit Direktzugriffspeichern (Direct Access Storage Device, DASD) eingesetzt werden, bei denen die Teilantwortsignalisierung (Partial Response, PR) und die Maximalwahrscheinlichkeitsfolgendetektion (Maximum Likelihood Sequence Detection, MLSD) angewendet werden.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Bei DASD-Systemen sowie bei Datenübertragungssystemen muss das aus der Speichervorrichtung gelesene oder am Ausgang eines Übertragungskanals empfangene Signal im Empfänger in eine Folge von Symbolen umgewandelt werden, die trotz Interferenz zwischen benachbarten Symbolen und trotz zusätzlichen Rauschens mit hoher Wahrscheinlichkeit die ursprünglich gespeicherte und durch den Sender gesendete Daten-(Symbol-)Folge darstellen.
Der optimäle Empfänger zum Detektieren einer uncodierten Datenfolge bei Vorliegen von Symbolinterferenz (Inter-Symbol Interference, ISI) und Rauschen besteht aus einem für weißes Rauschen angepassten Filter mit einem anschließenden Viterbi-Detektor, der im ISI-Trellisdiagramm eine Maximalwahrscheinlichkeitsdetektion der Datenfolgen vornimmt. Bei PRML-Systemen (Partial-Response Maximum Likelihood, Maximalwahrscheinlichkeit der Teilantwort) handelt es sich bei dem Gesamtrauschen am Detektoreingang um nicht weißes Rauschen, was zu einem nichtoptimalen Ergebnis führt. Dieses nichtoptimale Ergebnis ist bei hohen Aufzeichnungsdichten stärker ausgeprägt, da der lineare PR4-Entzerrer (PR der Klasse 4) dazu neigt, den elektronischen Anteil des Gesamtrauschens am Eingang des PRML-Detektors zu verstärken. Außer durch das farbige Rauschen kann die Leistungsfähigkeit von PRML-Systemen durch nichtlineare Verzerrung infolge nichtlinearer Bitverschiebung und Kopfasymmetrie noch weiter verschlechtert werden.
In der Internationalen Patentanmeldung PCT/WO97/11544 (IBM) wird ein Schema zur Datendetektion in einer Speichervorrichtung mit Direktzugriff unter der Bezeichnung NPML (Maximalwahrscheinlichkeitsdetektion mit Rauschvorhersage) offengelegt, das entsteht, indem ein Filter zur Rauschvorhersage/Weißrauschfilterung in die Zweigmetrikberechnung des Viterbi-Detektors integriert wird. Durch Simulationen wurde gezeigt, dass die NPML-Detektoren gegenüber den PRML-Detektoren deutliche Leistungsvorteile aufweisen.
Die Realisierung der integrierten Vorhersagefilter bzw. Filter zur Weißrauschfilterung durch einen Satz von Filtern mit endlicher Impulsantwort (Finite-Impulse-Response, FIR) oder gleichwertige Tabellennachschlageoperationen, z. B. mittels eines Speichers mit wahlfreiem Zugriff (Random Access Memory, RAM), erfordert einen bestimmten Komplexitätsgrad der NPML-Hardwarerealisierung. Eine weitere Schwierigkeit bei den derzeit verfügbaren Realisierungsverfahren besteht in den zeitlichen Einschränkungen, die sich aus den Anforderungen der hohen Taktfrequenzen ergeben.
Die Anwendung des Viterbi-Algorithmus auf Kanäle, die durch ein IIR-diskretes (Infinite Impulse Response, unendliche Impulsantwort), zeitäquivalentes Modell dargestellt werden, ist in einer Veröffentlichung von A. Duel-Hallen et al. unter dem Titel „Delayed decision-feedback sequence estimation", IEEE Trans. Commun. COM-37, S. 428 bis 436, Mai 1989, untersucht worden. Der in dieser Arbeit verwendete Ansatz geht von einem Entzerrungsvorfilter mit Entscheidungsrückkopplung aus, dessen Rückkopplungsfilter ein mit Viterbi-Detektion kombinierter IIR-Filter ist. Die vorliegende Erfindung hingegen betrachtet einen linearen Entzerrer mit Vorwärts-Teilantwort oder verallgemeinerter Teilantwort sowie eine in den Viterbi-Detektor integrierte IIR-Vorhersageeinheit mit Weißrauschfilterung.
AUFGABEN DER ERFINDUNG
Eine Hauptaufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine wirksamere und einfachere Realisierung des Mechanismus zur Rauschvorhersage/Weißrauschfilterung für einen NPML-Detektor bereitzustellen.
Eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht darin, ein Schema zur Maximalwahrscheinlichkeitsdetektion von Teilantworten vorzuschlagen, bei dem für den Rauschvorhersageprozess vorangegangene Entscheidungen aus dem gespeicherten Pfad des Viterbi-Detektors verwendet werden.
Eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht darin, weitere Mechanismen für einen Maximalwahrscheinlichkeitsdetektor zu ermöglichen, durch die Lesekopfasymmetrien und Fehlergleichspannungen im Empfänger kompensiert werden können.
ÜBERBLICK ÜBER DIE ERFINDUNG
Die Erfindung stellt einen Maximalwahrscheinlichkeitsdetektor mit Teilantwort-Signalisierung einschließlich einer Rauschvorhersageeinheit mit unendlicher Impulsantwort (Infinite Impulse Response, IIR) und einem in den Viterbi-Detektor integrierten Weißrauschfilter (INPML) bereit. Als zusätzliches Merkmal kann zur Fehlergleichspannungskompensation auch ein Gleichspannungs-(Nullfrequenz-)Bandsperrfilter bereitgestellt werden. Außerdem kann ein zusätzliches Kompensationsverfahren bereitgestellt werden, das zur dynamischen Kompensation der Signalasymmetrie und der Fehlergleichspannung in die Zweigmetrikberechnung des INPML-Detektors integriert ist.
Die Vorteile der Erfindung bestehen darin, dass sie trotz ihrer einfachen Realisierung die Leistungsfähigkeit des Detektors nicht einschränkt. Sie weist ferner den wichtigen Vorteil auf, dass sie auf vorhandene PRML-Systeme aufgesetzt werden können, sodass keine völlig neue Kanalarchitektur entwickelt und realisiert werden muss, was eine komplexe und teure Aufgabenstellung bedeuten würde. Durch das Hinzufügen eines Gleichspannungs-Bandsperrfilters oder eines Gleichspannungs-Kompensationsverfahrens wird der INPML-Detektor vollkommen unempfindlich gegenüber Fehlergleichspannungen, tolerant und beständig gegenüber verschiedenen Arten der Nichtlinearität und insbesondere gegenüber Kopfasymmetrie sowie tolerant gegenüber thermischen Unregelmäßigkeiten, die eine weitere Störgröße in digitalen magnetischen Aufzeichnungssystemen darstellen.
Im Folgenden werden Ausführungsarten der Erfindung unter Bezug auf die Zeichnungen beschrieben.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein Blockschaltbild eines PRML-Detektors, in dem die vorliegende Erfindung realisiert werden kann.
2A ist ein Blockschaltbild des Maximalwahrscheinlichkeitsdetektors gemäß der Erfindung mit einer integrierten IIR-Rauschvorhersageeinheit mit einer Polstelle.
2B zeigt eine alternative gleichwertige Realisierung der IIR-Rauschvorhersageeinheit für den erfindungsgemäßen Maximalwahrscheinlichkeitsdetektor von 2A.
3 zeigt das Trellis-Diagramm mit vier Zuständen für den INPML-Detektor von 2A.
4 ist ein Blockschaltbild eines alternativen Maximalwahrscheinlichkeitsdetektors gemäß der Erfindung, bei dem eine integrierte IIR-Rauschvorhersageeinheit mit zwei Polstellen und zwei Nullstellen bereitgestellt wird.
5 zeigt die Bitfehlerwahrscheinlichkeit für verschiedene Maximalwahrscheinlichkeitsdetektoren einschließlich des INPML-Detektors der Erfindung für einen Kanal mit der normalisierten linearen Aufzeichnungsdichte PW50/T ≃ 2,86.
6 zeigt das relative Signal/Rausch-Verhältnis für eine vorgegebene Bitfehlerwahrscheinlichkeit sowie für verschiedene Maximalwahrscheinlichkeitsdetektoren einschließlich des INPML-Detektors (mit 4 Zuständen) in Abhängigkeit von PW50/T.
7A ist ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen INPML-Detektors mit einem zusätzlichen integrierten Gleichspannungs-Bandsperrfilter.
7B zeigt schematisch eine erste Anordnung eines INPML-Detektors mit einem (zwischen den Entzerrer und den Detektor) in Reihe geschalteten Gleichspannungs-Bandsperrfilter.
7C zeigt schematisch eine zweite Anordnung eines INPML-Detektors mit einem (vor den Entzerrer) in Reihe geschalteten Gleichspannungs-Bandsperrfilter.
8 veranschaulicht eine dynamische Abschätzung der Nichtlinearität auf Basis eines RAM, die zur Kompensation der Fehlergleichspannung und der Kopfasymmetrie verwendet werden kann.
9 zeigt die Bitfehlerwahrscheinlichkeit für den INPML-Detektor mit und ohne Abschätzung der Asymmetrie (Kanal-PW50/T ≃ 2,86).
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
1 ist ein Blockschaltbild einer bekannten PRML-Kanalarchitektur für ein Datenaufzeichnungssystem. Ein solches System wurde auch in der oben erwähnten Internationalen Patentanmeldung PCT/WO97/11544 beschrieben.
Benutzerdaten I_n werden nach Codierung in einem Codierer 12 mit einem 8/9-RLL-Code (Run Length Limited, laufzeitbegrenzt) durch einen Schreibkopf 15 in Form von Binärziffern a_n ∊ {–1, +1} auf die Platte 11 geschrieben, in einem Parallel-Seriell-Umsetzer 13 in serielle Daten umgesetzt und in einem Vorcodierer 14 durch eine Operation 1/1⊕D² vorcodiert, wobei D der Einheitsverzögerungsoperator ist und ⊕ Addition mod 2 bedeutet. Wenn die Benutzerdaten von der Platte 11 empfangen werden, wird durch den Lesekopf 15 ein Analogsignal r(t) erzeugt und am Ausgang des Lesekopfs bereitgestellt. Dann wird das Signal r(t) über die elektronische Zugriffarmschaltung 16 an eine Verstärkerschaltung 17 mit variabler Verstärkung (Variable Gain Amplifier, VGA) gesendet. Das Ausgangssignal der VGA-Schaltung 17 durchläuft zuerst einen Tiefpassfilter mit einem analogen Tiefpassfilter 18 (Low-Pass Filter, LPF) und wird dann durch einen Analog-Digital-Umsetzer (A/D) 19 in eine digitale Form x_n umgewandelt. Die Funktionen des A/D-Umsetzers 19 und des VGA-Verstärkers 17 werden durch die Ablaufsteuerungsschleife 20/26 bzw. die Verstärkungssteuerungsschleife 21/26 gesteuert. Das analoge Tiefpassfilter 18 ist vorzugsweise ein Filter, das die höheren Frequenzen verstärkt, um eine Sättigung des A/D-Umsetzers 19 zu vermeiden und den digitalen Entzerrer 22 zu unterstützen. Die digitalen Werte x_n am Ausgang des A/D-Umsetzers 19 (Leitung A in 1) werden zuerst durch den digitalen Entzerrer 22 (Leitung B in 1) in PR4-Signalwerte umgeformt und dann in Form digitaler verrauschter Werte y_n an eine Maximalwahrscheinlichkeitsdetektor-Schaltung 10 (Maximalwahrscheinlichkeitsdetektor) weitergeleitet. Die Ausgangsdaten des Maximalwahrscheinlichkeitsdetektors 10 (d. h. die Endentscheidungen auf Leitung C in 1) werden nach der inversen Vorcodierung mittels eines inversen Vorcodierers 23, der eine Operation 1⊕D² durchführt, über einen Seriell-Parallel-Umsetzer 24 an einen 9/8-Decodierer 25 zur Decodierung des 8/9-RLL-Codes gesendet, der die gewonnenen Benutzerdaten Î_n–d liefert. Die auf den Maximalwahrscheinlichkeitsdetektor in 1 folgende inverse Vorcodiererfunktion 23 kann (wie gezeigt) ein gesonderter Funktionsblock sein oder in das Trellis-Diagramm (Überlebenspfadspeicher) des Maximalwahrscheinlichkeitsdetektors eingebettet sein.
In der oben erwähnten Internationalen Patentanmeldung PCT/WO97/11544 war der Maximalwahrscheinlichkeitsdetektor 10 ein Maximalwahrscheinlichkeitsdetektor mit Rauschvorhersage (NPML-Detektor), der ein Filter bzw. eine Vorhersageeinheit mit endlicher Impulsantwort (Finite Impulse Response, FIR) zur Abschätzung des Rauschanteils in den Eingangssignalen verwendet.
Erste Ausführungsart der Erfindung:
Die vorliegende Erfindung stellt eine Verbesserung des Maximalwahrscheinlichkeitsdetektors eines PRML-Datenaufzeichnungskanals bereit. Dessen Prinzipien sind in dem Blockschaltbild von 2A gezeigt, das den Maximalwahrscheinlichkeitsdetektor 10 von 1 im Detail zeigt. Die auf Leitung 30 (durch B gekennzeichnet) ankommenden PR4-entzerrten Datenwerte y_n werden durch den Rauschvorhersageprozess gemäß der Erfindung abgewandelt und als Datenwerte z_n in den Viterbi-Detektor 31 eingegeben, an dessen Ausgang 32 die gewonnenen Datensymbole â_n–d bereitgestellt werden, welche verzögerte Endentscheidungen (durch C gekennzeichnet) des Viterbi-Detektors darstellen. An einem Ausgang 33 des Viterbi-Detektors werden vorläufige Symbole (historische Pfadentscheidungen) â_n ausgegeben. Diese vorläufigen Symbole werden in ein Wiederherstellungsmittel 34 mit der Übertragungsfunktion 1 – D² eingegeben, um auf Leitung 29 eine wiederhergestellte Datenfolge (â_n – â_n–2) zu erhalten. Diese wiederhergestellte Datenfolge wird in dem Subtraktionsmittel 39 von den entzerrten verrauschten Datenwerten y_n subtrahiert, die über die Zweigleitung 38 laufen, um auf Leitung 28 verrauschte Datenwerte w ^ _n zu erhalten. Diese verrauschten Datenwerte w ^ _n werden in die Rauschvorhersageschaltung 35 eingegeben, die ein Filter mit unendlicher Impulsantwort (IIR) ist. Die auf der Ausgangsleitung 36 erscheinenden rauschvorhergesagten Datenwerte w ~ _n werden in der Schaltung 37 mit den verrauschten Datenwerten y_n verknüpft, um Datenwerte z_n zur Eingabe in den Viterbi-Detektor 31 bereitzustellen. Man beachte, dass die Operationen zur Rauschvorhersage und zur Metrikaktualisierung unter Verwendung der Entscheidungen aus dem entsprechenden Pfadspeicher für jeden Zustand einzeln durchgeführt werden. Diese auf jeden einzelnen Zustand bezogenen Operationen sind in dem sich ergebenden INPML-Detektor in 2 durch doppelte Signalleitungen symbolisiert.
Die IIR-Vorhersageeinheit 35 der vorliegenden bevorzugten Ausführungsart ist eine Einheit mit einer einzigen Polstelle. Sie empfängt auf Leitung 28 die verrauschten Datenwerte w ^ _n, die dann in dem Einheitsverzögerungsmittel 40 verzögert werden. An dessen Ausgang wird nach Verknüpfung mit einem verzögerten Rauschsignals (Ausgabewert des Einheitverzögerungsmittels 43) im Addierer 41 und Multiplikation mit einem Koeffizienten α im Multiplikationsmittel 42 auf Leitung 36 als das gewünschte Rauschsignal w ~ _n bereitgestellt. Die IIR-Rauschvorhersageeinheit 35 führt die Übertragungsfunktion αD/1 – αD) aus.
Somit ist die Rauschvorhersageeinheit eine Einheit mit unendlicher Impulsantwort, die wie in 2A gezeigt (für jeden Zustand) in die Anordnung des Maximalwahrscheinlichkeitsdetektors eingebettet ist. Diese Anordnung wird im Folgenden als INPML-Detektor bezeichnet (und heißt: „Infinite Impulse Response Noise Predictive Maximum Likelihood" Detector, Maximalwahrscheinlichkeitsdetektor zur Rauschvorhersage mit unendlicher Impulsantwort). Ihre Wirkungsweise wird im Folgenden beschrieben.
y_n sei der Ausgabewert des digitalen PR4-Entzerrers auf Leitung B in 1 und 2A. Dieser Ausgabewert besteht dann aus einem PR4-Datensignal mit rauschfreien Nennwerten von –2, 0, +2 und farbigem Rauschen, d. h. yn = an – an–2 + wn, (1)wobei a_n ∊ {–1, +1} die mit einer Geschwindigkeit von 1/T auf das magnetische Medium geschriebene codierte/vorcodierte Datenfolge bezeichnet und w_n die farbige verrauschte Datenwertfolge am Ausgang des digitalen Teilantwortentzerrers darstellt (T ist die codierte Bitzeitdauer des Kanals und der Index n zeigt den Zeitpunkt nT an). Die Intensität der farbigen Rauschkomponente w_n in (1) kann durch die Rauschvorhersage verringert werden.
2A zeigt das Grundkonzept einer in den Viterbi-Detektor integrierten Einkoeffizienten-IIR-Vorhersageeinheit. Das Grundprinzip lässt sich wie folgt erklären.
möge die D-Transformierte des Fehlerfilters der IIR-Vorhersage mit einer Polstelle (Weißrauschfilter) bezeichnen. Ausgehend von Idealentscheidungen der Pfadhistorie, d. h. w_n = w_n auf Leitung 28 ist dann die D-Transformierte der Datenwertfolge mit weißem Rauschen am Ausgang von E(D) durch
gegeben. w(D) in (3) stellt die D-Transformierte der Datenwertfolge des weißen Rauschens in (1) dar und w(D) bezeichnet deren durch den Vorhersagefilter mit einer Polstelle vorhergesagten Wert. In dem Zeitbereich erfüllt w(D) die folgende Rekursionsgleichung w ~n = α(w ~ n–1 + wn–1) = αw ~ n–1 + α(yn–1 – an–1 + an–3) = αen–1 (5)
Der durch (4) und (5) beschriebene und in 2A gezeigte IIR-Vorhersagefilter 35 mit einer Polstelle kann auch wie in 2B gezeigt realisiert werden. Diese IIR-Vorhersageeinheit 35b empfängt ebenfalls verrauschte Datenwerte w ^ _n auf Leitung 28. Diese werte werden im Addierer 41 mit vorhergesagten Rauschdatenwerten ww ~ _n verknüpft, dann durch ein Einheitsverzögerungselement (D) 40b verzögert und anschließend im Multiplikationsmittel 42 mit einem Koeffizienten α multipliziert, um auf der Ausgangsleitung 36 vorhergesagte Rauschdatenwerte w ~ _n bereitzustellen.
Die Gleichung (5) und die PR4-Signalisierung definieren einen Maximalwahrscheinlichkeitsdetektor mit vier Zuständen, der eine IIR-Vorhersageeinheit mit einer Polstelle einschließt. Wenn s_j, j = 0, 1, 2, 3 den j-ten Zustand (a_n–1, a_n–2) des PR4-Trellis-Diagramms mit vier Zuständen bezeichnet, nimmt wegen (1) und (3) die Zweigmetrik des dem Zustandsübergang s_j → s_k entsprechenden Viterbi-Detektors zum Zeitpunkt nT die Form λn(sj, sk) = [yn – an + an–2(sj) + ww ~ n(Sj)]2 = [en(sj, sk)]2, (6)an, wobei a_n und a_n–2(s_j) durch den hypothetischen Zustandsübergang s_j → s_k bestimmt sind und w ~ _n (s_j) der zum Zustand s_j gehörende vorhergesagte Rauschdatenwert ist. Insbesondere werden die wiederhergestellten PR4-Datenwerte (a_n–1 – a_n–3) in (5) in der Praxis durch (â_n–1 – â_n–3) ersetzt, die man aus dem Pfadspeicher des Viterbi-Detektors erhält, der zum Zustand s_j gehört.
Der 4-Zustände-INPML-Detektor mit einer IIR-Vorhersageeinheit bzw. dem Weißrauschfilter mit einer Polstelle funktioniert entsprechend dem in 3 gezeigten Trellis-Diagramm. Jedem Zustand zum Zeitpunkt nT wird eine

– Zustandsmetrik: J_n(0), J_n(1), J_n(2), J_n(3),
– Rauschabschätzung: w ~ _n(0), w ~ _n(1), w ~ _n(2), w ~ _n(3)

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Die Werte der Zustandsmetrik und der Rauschabschätzungen zum nächsten Zeitpunkt (n + 1)T werden wie folgt berechnet: Jn+1(0) = min {Jn(0) + λn(0, 0), Jn(1) + λn(1, 0)}
Je nachdem ob der Zustand 0 oder 1 zuvor erfolgreich war Jn+1(1) = min {Jn(2) + λn(2, 1), Jn(3) + λn(3, 1)}
Je nachdem ob der Zustand 2 oder 3 zuvor erfolgreich war Jn+1(2) = min {Jn(0) + λn(0, 2), Jn(1) + λn(1, 2)}
Je nachdem ob der Zustand 0 oder 1 zuvor erfolgreich war Jn+1(3) = min {Jn(2) + λn(2, 3), Jn(3) + λn(3, 3)}
Je nachdem ob der Zustand 2 oder 3 zuvor erfolgreich war.
Indem man α = 0 setzt, wird aus dem INPML-Detektor ein herkömmlicher PRML-Detektor mit vier Zuständen.
Zweite Ausführungsart der Erfindung:
Eine alternative Ausführungsart der Rauschvorhersageeinheit in dem erfindungsgemäßen INPML-Detektor wird nun unter Bezug auf das Blockschaltbild in 4 beschrieben. In diesem Fall beinhaltet das Filter des Vorhersagefehlers (Weißrauschfilter) zwei Polstellen und zwei Nullstellen.
Die in 4 gezeigte Vorhersageeinheit 45 hat dieselben Anschlüsse zu den anderen Teilen des Viterbi-Detektors wie bei der Vorhersageeinheit 35 in 2A: Eine Leitung 28a (28) zum Übertragen von Rauschdatenwerten w ^ _n und eine Leitung 36a (36 für die vorhergesagten Rauschdatenwerte w ~ _n.
Die am Eingang 28a erscheinenden Rauschdatenwerte w ^ _n werden in den Einheitsverzögerungselementen 47 und 48 zweimal verzögert, dann in dem Multiplikationsmittel 49 mit dem Faktor [–(α₂ + β₂)] multipliziert und anschließend in der Addierereinheit 50 mit „Hilfs"signalen auf den Leitungen 51, 52 und 53 verknüpft, um auf Leitung 36a vorhergesagte Rauschdatenwerte w ~ _n bereitzustellen.
Die „Hilfs"signale werden wie folgt abgeleitet: Das Signal auf Leitung 51 ergibt sich durch Multiplikation des Ausgabewertes der Verzögerungseinheit 47 im Multiplikationsmittel 54 mit dem Faktor [–(α₁ + β₁)]. Das Signal auf Leitung 52 ergibt sich durch Multiplikation der im Einheitsverzögerungsmittel 55 verzögerten vorhergesagten Rauschdatenwerte w ~ _n im Multiplikationsmittel mit dem Faktor [–α₁]. Das Signal auf Leitung 53 ergibt sich durch Multiplikation der in den Einheitsverzögerungsmitteln 55 und 57 doppelt verzögerten vorhergesagten Rauschdatenwerte w ~ _n im Multiplikationsmittel 58 um einen Faktor [–α₂]. Die IIR-Rauschvorhersageeinheit 45 führt die Übertragungsfunktion [–(α1 + β1)D – (α2 + β2)D2]/[1 + α1D + α2D2]aus.
soll die D-Transformierte des IIR-Filters der Fehlervorhersage bzw. Weißrauschfilters mit zwei Polstellen und zwei Nullstellen bezeichnen. Dann ist die D-Transformierte der Datenwertfolge des weißen Rauschens am Ausgang von E(D) durch
gegeben. w(D) in Gleichung (9) stellt die D-Transformierte der Datenwertfolge des farbigen Rauschens in Gleichung (1) dar und w ~(D) bezeichnet deren durch den Vorhersagefilter mit zwei Polstellen und zwei Nullstellen vorhergesagten Wert. In dem Zeitbereich erfüllt w ~(D) die folgende Rekursionsgleichung w ~n = –a1 w ~ n–1 – a2 w ~ n–2 – {a1 + β1)(yn–1 – an–1 + an–3) –(a2 + β2)(yn–2 – an–2 + an–4). (11)
Die Gleichung (11) und die PR4-Signalisierung können einen Viterbi-Detektor mit vier Zuständen definieren, der eine IIR-Vorhersageeinheit mit zwei Nullstellen und zwei Polstellen beinhaltet. Wenn durch s_j mit j = 0, 1, 2, 3 der j-te Zustand des PR4-Trellis-Diagramms mit vier Zuständen bezeichnet wird, nimmt die dem Zustandsübergang s_j → s_k entsprechende Zweigmetrik des Viterbi-Detektors zum Zeitpunkt nT die Form λn(sj, sk) = [yn – an + an–2(sj) + w ~ n(sj)]2 = [en(sj, sk)]2 (12)an, wobei a_n und a_n–2(s_j) durch den hypothetischen Zustandsübergang s_j → s_k bestimmt werden und w ~ _n(s_J) eine zum Zustand s_j gehörende Rauschwertabschätzung ist. Ebenso wie bei vorigen Ausführungsart kann die Zweigmetrik (12) für jeden Zustandsübergang nun mit w ~ _n(s_j) gemäß Gleichung (11) aus den Ausdrücken (7) explizit berechnet werden.
Nach demselben Ansatz kann die Rekursionsgleichung eines IIR-Vorhersagefilters mit einer Nullstelle und zwei Polstellen leicht mit der entsprechenden Zweigmetrikgleichung abgeleitet werden (β₂ = 0 in (8)) Auf ähnliche Weise kann auch die rekursive Gleichung eines IRR-Vorhersagefilters mit zwei Polstellen mit der entsprechenden Zweigmetrikgleichung (β₁ = 0 und β₂ = 0 in 8) erhalten werden.
Leistungsfähigkeit (durch die Erfindung erreichte Verbesserung):
Für den magnetischen Aufzeichnungskanal wurde gefunden, dass im gesamten Bereich 0,5 PW50/T ≤ 3,5, in dem PW50 die Impulsbreite am 50-%-Punkt der Amplitude des Zustandswechsels des Kanals und T die Dauer des codierten Bits des Kanals ist, IIR-Vorhersageeinheiten mit höchstens zwei Polstellen und zwei Nullstellen die bestmöglichen Leistungsparameter liefern, und zwar unabhängig von der Art der Rauschquelle, d. h. des elektronischen oder des Plattenrauschens oder einer Kombination der beiden Arten. Insbesondere werden bei 0,5 ≤ PW50/T ≤ 2,7 die bestmöglichen Leistungswerte mit einer IIR-Vorhersageeinheit mit zwei Polstellen und einer Nullstelle erreicht, während bei 2,7 ≤ PW50/T ≤ 3,5 die bestmöglichen Leistungswerte mit einer IIR-Vorhersageeinheit mit zwei Polstellen und zwei Nullstellen erreicht werden. Wenn die beherrschende Rauschquelle aus elektronischem Rauschen besteht, bietet bereits ein INPML-Detektor mit einer IIR-Vorhersageeinheit mit einer Polstelle in einem breiten Bereich linearer Aufzeichnungsdichten deutliche Leistungsvorteile gegenüber PRML-Detektoren.
Die Fehlercharakteristik eines magnetischen Aufzeichnungssystems bei Verwendung der INPML-Detektion ist durch Computersimulation untersucht worden. 5 zeigt die Bitfehlerwahrscheinlichkeiten von simulierten INPML- und NPML-Detektoren mit vier Zuständen für das Kanalmodell mit PW50/T = 2,86. Kurve 2 zeigt die Fehlerrate von INPML4 (INPML mit vier Zuständen) mit einer Vorhersageeinheit mit einer Polstelle; im Vergleich zu den Kurven 1 (PRML) und 3 (EPRML) wird auch hier ein um 2 dB bzw. 0,5 dB verbesserter Rauschabstand erzielt. Kurve 4 entspricht einem NPML mit vier Zuständen und N = 4 Vorhersagekoeffizienten. Im Vergleich zu Kurve 3 wird eine zusätzliche Verbesserung um 0,4 dB erreicht. Kurve 5 schließlich entspricht einem INPML-Detektor mit vier Zuständen mit einer IIR-Vorhersageeinheit mit zwei Nullstellen und zwei Polstellen. Im Vergleich zu Kurve 4 wird eine Verbesserung um 0,2 dB und im Vergleich zu PRML eine Verbesserung um 2,7 dB erreicht.
6 zeigt das relative Signal/Rausch-Verhältnis, das zum Erreichen einer Bitfehlerwahrscheinlichkeit von Pb = 10^–5 für den NPML mit vier Zuständen und N = 4 Vorhersagekoeffizienten, den INPML mit vier Zuständen und einer IIR-Vorhersageeinheit mit einer Polstelle und den EPRML (alle im Vergleich zu einem PRML-System) in Abhängigkeit von der normalisierten linearen Dichte PW50/T für das Lorentzsche Kanalmodell erforderlich ist. Kurve 1 entspricht dem Referenzsystem PRML. Kurve 2 entspricht dem EPRML-System mit acht Zuständen und die Kurven 3 und 4 entsprechen dem INPML mit vier Zuständen mit einem IIR-Vorhersagefilter mit einer Polstelle bzw. dem NPML/N = 4 mit vier Zuständen. Es wird beobachtet, dass die Leistungswerte des INPML-Systems mit einer Polstelle im Vergleich mit allen anderen Systemen bei allen linearen Aufzeichnungsdichten den Werten des NPML-Systems sehr nahe kommen.
Weitere Verbesserungen (zusätzliche Merkmale):
(a) Einbeziehen eines Bandsperrfilters:
Eine weitere Verbesserung des bis dahin beschriebenen erfindungsgemäßen INPML-Detektors kann durch Einbeziehung eines Gleichspannungs-Bandsperrfilters zur Beseitigung der Empfindlichkeit gegenüber Fehlergleichspannungen erreicht werden.
Die Übertragungsfunktion eines digitalen Bandsperrfilters ist durch eine rationale Funktion zweiter Ordnung mit zwei Parametern gegeben, die die Lage und die Breite des Sperrbandes kennzeichnen (siehe hierzu den Artikel von P. Regalia, S. K. Mitra und P. P. Vaidyanathan: "The Digital All-Pass Filter: A Versatile Signal Processing Building Block", Proceedings of the IEEE, Bd. 76, S. 19 bis 37, Januar 1988). Die Empfindlichkeit von INPML-Detektoren gegenüber Fehlergleichspannungen kann durch Verwendung eines solchen Filters mit einem Gleichspannungssperrband beseitigt werden. Man kann erkennen, dass die Übertragungsfunktion eines digitalen Gleichspannungs-Sperrbandfilters durch
gegeben ist, wobei b eine Konstante ist, die die Breite des Sperrbandes bestimmt. Für ein schmales Gleichspannungssperrband muss der Wert von b sehr nahe bei eins gewählt werden. In diesem Falle ist (1 + b)/2 ≈ 1, und die Übertragungsfunktion des Bandsperrfilters vereinfacht sich zu
Digitale Filter mit einem Gleichspannungssperrband lassen sich sehr einfach realisieren und benötigen keine Multiplikationsmittel. In ähnlicher Weise ist die Übertragungsfunktion eines analogen Gleichspannungssperrfilters durch
gegeben, wobei c eine Konstante ist, die die Breite des Sperrbandes bestimmt. Für ein sehr schmales Sperrband muss c sehr nahe bei null gewählt werden.
Das Gleichspannungssperrfilter kann entweder als Teil der IIR-Vorhersageeinheit für das weiße Rauschen in den INPML-Detektor eingebettet oder mit dem INPML-Detektor in Reihe geschaltet werden. Die 7A, 7B und 7C zeigen die Blockschaltbilder von drei möglichen Konfigurationen eines INPML-Detektors mit einem Gleichspannungssperrfilter. In 7A ist das Sperrbandfilter 44a zwischen den zweiten Ausgang des Viterbi-Detektors 31 und seinen Eingang im Rückkopplungspfad geschaltet, der auch die IIR-Vorhersageeinheit 35 enthält. Bei der Konfiguration von 7B ist das Sperrbandfilter 44b zwischen den digitalen Entzerrer 22 und den INPML-Detektor 10 geschaltet und empfängt daher an seinem Eingang die Datenwerte y_n. In 7C liegt das Sperrbandfilter vor dem digitalen Entzerrer 22. Natürlich kann derselbe Ansatz auch auf andere gleichspannungsempfindliche Detektoren wie NPML-, nichtadaptive DFE- (Decision Feedback Equalizer, Entscheidungsrückkopplungs-Entzerrer) und FDTS-Detektoren (Fixed Delay Tree Search, Verzeichnisbaumsuche mit fester Verzögerung) angewendet werden. Zusammenfassend bewirkt ein Gleichspannungssperrfilter beim INPML:

– völlige Unempfindlichkeit gegenüber Fehlergleichspannungen,
– Toleranz gegenüber Asymmetrie magnetoresistiver Köpfe,
– Toleranz gegenüber thermischen Unregelmäßigkeiten.

(b) Adaptive Asymmetrie und Gleichspannungsabschätzung in Verbindung mit INPML-Detektion:
Ein magnetoresistiver Kopf ist ein nichtlinearer Messwandler, der dem Lesesignal eine Asymmetrie verleiht. Die Amplitude positiver Spitzen kann sich von der Amplitude negativer Spitzen um bis zu 30% unterscheiden. Mit einem Gleichspannungssperrfilter in Reihe geschaltete gleichspannungsempfindliche Detektoren wie PRML- und INPML-Detektoren tolerieren kleinere Beträge der Kopfasymmetrie ganz gut und erleiden nur geringe Leistungseinbußen. Die durch starke Kopfasymmetrien bewirkten Leistungseinbußen können durch einen in die Zweigmetrikberechnung des INPML-Detektors integrierten Algorithmus zur Asymmetrieabschätzung bzw. -kompensation ausgeglichen werden. Hierzu sollte das folgende generische Modell der Signalasymmetrie betrachtet werden:
Dann müssen die Zweigmetrikberechnungen des INPML-Detektors mit vier Zuständen, dessen Trellis-Diagramm in 3 gezeigt ist, wie folgt abgewandelt werden:
λ_n(0, 0) = |e_n(0, 0)|², wobei e_n(0, 0) = y_n – F₀ + ww ~ _n(0)
λ_n(1, 0) = |e_n(1, 0)|², wobei e_n(1, 0) = y_n – F_–2 + ww ~ _n(1)
λ_n(2, 1) = |e_n(2, 1)|², wobei e_n(2, 1) = y_n – F₀ + ww ~ _n(2)
λ_n(3, 1) = |e_n(3, 1)|², wobei e_n(3, 1) = y_n – F_–2 + ww ~ _n(3)
λ_n(0, 2) = |e_n(0, 2)|², wobei e_n(0, 2) = y_n – F₊₂ + ww ~ _n(0)
λ_n(1, 2) = |e_n(1, 2)|², wobei e_n(1, 2) = y_n – F₀ + ww ~ _n(1)
λ_n(2, 3) = |e_n(2, 3)|², wobei e_n(2, 3) = y_n – F₊₂ + ww ~n(2)
λ_n(3, 3) = |e_n(3, 3)|², wobei e_n(3, 3) = y_n – F₀ + ww ~n(3)
Die Abschätzungen der Zustandsmetrik und der Rückkopplungswerte beim nächsten Zeitpunkt (n + 1)T werden wie folgt berechnet: Jn+1(0) = min {Jn(0) + λn(0, 0), Jn(1) + λn(1, 0)}
Je nachdem ob der Zustand 0 oder 1 zuvor erfolgreich war Jn+1(1) = min {Jn(2) + λn(2, 1), Jn(3) + λn(3, 1)}
Je nachdem ob der Zustand 2oder 3 zuvor erfolgreich war Jn+1(2) = min {Jn(0) + λn(0, 2), Jn(1) + λn(1, 2)}
Je nachdem ob der Zustand 0 oder 1 zuvor erfolgreich war Jn+1(3) = min {Jn(2) + λn(2, 3), Jn(3) + λn(3, 3)}
Je nachdem ob der Zustand 2 oder 3 zuvor erfolgreich war.
Die Werte der nichtlinearen Funktion f(a_n, a_n–2) können für eine bestimmte Kombination eines Kopfes und eines Mediums während der Herstellung abgeschätzt und dann als fest vorgegebene Werte in der Zweigmetrik-Berechnungseinheit des INPML-Detektors verwendet werden.
Alternativ kann ein Algorithmus verwendet werden, der diese Werte dynamisch abschätzt. Eine dynamische Abschätzung lässt sich durch einen stochastischen Gradientenalgorithmus zum Nachschlagen in einer Tabelle erreichen, der je Zeitintervall einen Speicherplatz aktualisiert. Beispielsweise sollen verzögerte Entscheidungen â_n–d, â_n–2–d aus dem Pfadspeicher des INPML-Detektors betrachtet werden. Diese Entscheidungen bilden dann die Adresse des Speicherplatzes eines RAM, in dem die entsprechenden Werte gespeichert sind. In 8 ist ein einfaches Schema eines RAM mit vier Speicherplätzen gezeigt, die entsprechende Werte zum Zeitpunkt nT enthalten. Beim nächsten Zeitpunkt (n + 1)T wird der Inhalt des durch (â_n–d, â_n-2-d) festgelegten Speicherplatzes gemäß dem folgenden Algorithmus aktualisiert: ^n+1(a ^n–d, a ^n–2–d) = ^n(a ^n–2, a ^n–2–d) + μen–d, en–d = [yn–d – ^(a ^ n–2, a ^ n–2–d)],wobei y_n–d das verzögerte, nichtlinear verzerrte empfangene Signal und μ eine kleine Konstante ist. Der obige Algorithmus kann auch zum Beheben anderer Formen der Nichtlinearität eingesetzt werden. Allgemein ist die Anzahl der Symbole, von denen die nichtlineare Funktion f(.) abhängt, durch die Größe des RAM bestimmt.
Bei den Simulationen ist das folgende Asymmetriemodell verwendet worden:
Dieses Modell ist im Grunde eine Nichtlinearität zweiter Ordnung in Verbindung mit einer Fehlergleichspannung DC. Bei den Simulationen wurden δ = 0,1, d. h. 33% Asymmetrie, und DC = 0,05 gewählt.
Verhalten des INPML-Detektors mit und ohne Kompensation der Asymmetrie:
9 zeigt den Fehlerverlauf eines INPML-Detektors mit vier Zuständen und einer Vorhersageeinheit mit einer Polstelle bei Vorliegen elektronischen Rauschens und Kopfasymmetrie beim Kanalmodell mit PW50/T ≈ 2,86. Die Kopfasymmetrie beträgt 33%. Kurve 1 zeigt das Verhalten des INPML-Detektors ohne jegliche Kompensation der Asymmetrie. Die Kurven 2 und 3 entsprechen dem INPML-Detektor in Verbindung mit adaptiver Asymmetrieabschätzung und μ = 0,05 bzw. μ = 0,005. Kurve 4 schließlich zeigt die Charakteristik des INPML-Detektors bei idealer Abschätzung und Kompensation der Asymmetrie. Diese Leistungsergebnisse zeigen, dass durch die dynamischen Abschätzungsverfahren die Leistungswerte von idealen Schätzwerten erreicht werden können.
Digitale oder analoge Realisierungsarten:
Man beachte, dass der INPML-Detektor 10 von 2A/B, 4 und 7 nicht nur vollständig digital, sondern auch vollständig oder in einzelnen Teilen in analoger Schaltungstechnik realisiert werden kann.

Claims

Detektor für codierte und uncodierte Datensequenzen, die einen Teilantwortentzerrer (Equalizer) durchlaufen haben, wobei der Detektor ein Mittel (10) zur Maximalwahrscheinlichkeitsdetektion von Sequenzen mit Rauschvorhersage enthält; dadurch gekennzeichnet, dass er – eine IIR-Rauschvorhersageeinheit (infinite impulse response, unendliche Impulsantwort) (35; 45) umfasst, die in das Mittel zur Maximalwahrscheinlichkeitsdetektion von Sequenzen eingebettet ist.
Detektor nach Anspruch 1, bei dem die IIR-Rauschvorhersageeinheit (35) eine Übertragungsfunktion αD/(1 – αD) ausführt, bei der α ein zuvor ausgewählter Maßstabsfaktor und D der Einheitenverzögerungsoperator ist.
Detektor nach Anspruch 1, bei dem die IIR-Rauschvorhersageeinheit (45) eine Übertragungsfunktion [–(α₁ + β₁)D – (α₂ + β₂)D²]/[1 + α₁D + α₂D²] ausführt, in der α₁, α₂, β₁ und β₂ zuvor ausgewählte Maßstabsfaktoren und D der Einheitenverzögerungsoperator sind.
Detektor nach Anspruch 2, bei dem – die IIR-Rauschvorhersageeinheit (35) ein Einpolfilter ist, welches Folgendes umfasst: – einen Eingang (28) für Rauschstichproben (w ^ _n); einen Ausgang (36) für Rauschvorhersagestichproben (w ~ _n); ein erstes Einheitenverzögerungsmittel (40) zum Verzögern der Eingangsrauschstichproben (w ^ _n); ein Additionsmittel (41) zum Addieren des Ausgangssignals des ersten Einheitenverzögerungsmittels und des Ausgangssignals (w ~ _n–1) eines zweiten Einheitenverzögerungsmittels (43); und ein Multiplikationsmittel (42) zum Multiplizieren des Ausgangssignals des Additionsmittels (41) mit einem konstanten Faktor (a), welches die Rauschvorhersagestichproben (w ~ _n) zum Ausgang (36) sendet; wobei das zweite Einheitenverzögerungsmittel (43) die Rauschvorhersagestichproben an seinem Eingang empfängt.
Detektor nach Anspruch 3, bei dem – die IIR-Rauschvorhersageeinheit (45) ein Doppelpol- und Doppelnullfilter ist, welches Folgendes umfasst: – einen Eingang (28a) für Rauschstichproben (w ^ _n); einen Ausgang (36a) für Rauschvorhersagestichproben (w ~ _n); ein in Reihe geschaltetes erstes und zweites Einheitenverzögerungsmittel (47, 48) zum Verzögern der Eingangsstichproben (w ^ _n); ein erstes Multiplikationsmittel (49) zum Multiplizieren des Ausgangssignals des zweiten Verzögerungsmittels mit einem ersten konstanten Faktor [–(α₂ + β₂)]; ein Additionsmittel (50) zum Addieren des Ausgangssignals des ersten Multiplikationsmittels und an weiteren Eingängen (51, 52, 53) des Additionsmittels ankommender Korrekturglieder, welches an seinem Ausgang (36a) die Rauschvorhersagestichproben (w ~ _n) bereitstellt; ein mit dem Ausgang des Additionsmittels in Reihe geschaltetes drittes und viertes Einheitenverzögerungsmittel (55, 57); und ein zweites, drittes und viertes Multiplikationsmittel (54, 56, 58) zum Multiplizieren der Ausgangssignale des ersten (47), dritten (55) und vierten (57) Einheitenverzögerungsmittels jeweils mit einem konstanten Faktor ([–(α₁ + β₁)]; [–α₁]; [–α₂]) und zum Senden ihrer Ausgangssignale an die weiteren Eingänge (51, 52, 53) des Additionsmittels (50).
Detektor nach Anspruch 4 oder Anspruch 5, bei dem – ein Subtraktionsmittel (46) zum Senden der Rauschstichproben (w ^ _n) zum Eingang (28; 28a) der IIR-Rauschvorhersageeinheit (35; 45) bereitgestellt wird; – wobei das Subtraktionsmittel (46) einen ersten Eingang (29) für wiederhergestellte PR4-Stichproben (â_n – â_n–2) und einen zweiten Eingang (38) für entzerrte Rauschdatenstichproben (y_n) besitzt und das Subtraktionsmittel (46) die Differenz w ^ _n zwischen den Rauschdatenstichproben und den wiederhergestellten PR4-Stichproben bildet.
Detektor nach Anspruch 6, welcher ferner Folgendes enthält – ein Mittel (34) zum Wiederherstellen von PR4-Datenstichproben (â_n – â_n–2) mittels einer Übertragungsfunktion (1 – D²), wobei der Eingang des Wiederherstellungsmittels mit dem historischen Pfad eines Viterbi-Detektors (31), der Entscheidungen (â_n) aus dem historischen Pfad liefert, und wobei sein Ausgang (29) mit dem ersten Eingang (29) des Subtraktionsmittels (46) verbunden ist.
Detektor nach Anspruch 1, bei dem die Filterfunktion der IIR-Rauschvorhersageeinheit (35; 45) nicht mehr als zwei Pole und nicht mehr als zwei Nullstellen aufweist.
Detektor nach Anspruch 1, welcher ferner – ein Gleichspannungs-Bandsperrfilter (44) zum Kompensieren einer Fehlergleichspannung, das entweder in das Mittel zur Maximalwahrscheinlichkeitsdetektion (10) eingebettet oder mit diesem in Reihe geschaltet ist, wobei das Detektionsmittel die IIR-Rauschvorhersageeinheit (35; 45) umfasst.
Detektor nach einem der vorangehenden Ansprüche 1 bis 9, bei dem – mindesten ein Teil des Mittels zur Maximalwahrscheinlichkeitsdetektion (10), welches die IIR-Rauschvorhersageeinheit (35; 45) umfasst, als Analogschaltung ausgeführt ist.
Detektionsverfahren für codierte oder uncodierte Datensequenzen, die einen Teilantwortentzerrer durchlaufen haben, auf der Basis der Maximalwahrscheinlichkeitsdetektion von Sequenzen mit Rauschvorhersage; gekennzeichnet durch: – eine in das Verfahren zur Maximalwahrscheinlichkeitsdetektion von Sequenzen integrierte Prozedur zur IIR-Rauschvorhersage.
Detektionsverfahren nach Anspruch 11, bei dem das IIR-Rauschvorhersagefilter die Differenz (w ^ _n) zwischen teilantwortentzerrten Rauschstichproben (y_n) und wiederhergestellten Stichproben (â_n – â_n–2) filtert, welche vom Ergebnis eines Maximalwahrscheinlichkeitsdetektionsprozesses abgeleitet wurden, und Rauschvorhersagestichproben (w ~ _n) bereitstellt.
Detektionsverfahren nach Anspruch 11 oder Anspruch 12, bei dem – die Prozedur zur IIR-Rauschvorhersage eine Übertragungsfunktion αD/(1 – αD) ausführt, in der α ein zuvor ausgewählter Maßstabsfaktor und D der Einheitenverzögerungsoperator ist.
Detektionsverfahren nach Anspruch 11 oder Anspruch 12, bei dem – die Prozedur zur IIR-Rauschvorhersage eine Übertragungsfunktion [–(α₁ + β₁)D – (α₂ + β₂)D²]/[1 + α₁D + α₂D²] ausführt, in der α₁, α₂, β₁ und β₂ zuvor ausgewählte Maßstabsfaktoren und D der Einheitenverzögerungsoperator sind.
Detektionsverfahren nach Anspruch 11, bei dem die Prozedur zur IIR-Rauschvorhersage mehrmals ausgeführt wird, und zwar je einmal für jeden Trellis-Status des Verfahrens der Maximalwahrscheinlichkeitsdetektion.
Detektionsverfahren nach Anspruch 11, das Folgendes beinhaltet: – eine Prozedur zur Kompensation einer Fehlergleichspannung und einer Lesekopfasymmetrie, die die folgenden Schritte umfasst: – Aufrufen eines Schätzwerte einer Nichtlinearität f(.) enthaltenden Speichers unter Verwendung verzögerter Entscheidungen â_n–d als Adressen und Verwenden der daraufhin von dem Speicher erhaltenen Schätzwerte der Nichtlinearitätssignale bei der Zweigmetrikberechnung für jeden Status des Prozesses der Maximalwahrscheinlichkeitsdetektion, der die Prozedur zur IIR-Rauschvorhersage enthält; und – parallel dazu Aktualisieren der in dem Speicher enthaltenen Schätzwerte der Nichtlinearität f(.) mittels eines stochastischen Gradientenverfahrens gemäß ^n+1(ân–d, ân–2–d) = ^ n(ân–d, ân–2–d) + μen–d en–d = [(yn–d – ^ n(ân–d, ân–2–d)]