CN1705300B - 利用通用标准调节多重控制回路的系统和方法 - Google Patents

Abstract

在一个系统如通信接收器中利用抖动算法调节该系统中的一个或多个参数可减小该系统中的数据误差如均方差。该抖动算法可以一种嵌套的方法被应用于多于一个参数。在一个参数被调节之后，该抖动算法可以被修正以立即检查MSE(Mean Square Error，均方差)。

Description

利用通用标准调节多重控制回路的系统和方法

技术领域

本发明涉及数据通信，特别涉及一种利用通用标准控制多种控制回路以减少数据信号中的误差的系统和方法。

背景技术

在典型的数据通信系统中，数据由发射器通过如电缆、光缆等传输介质发送至接收器。通常，数据以一种便于在介质上有效传输的方式编码。例如，数据可以编码成二进制数据流(例如符号)，作为一个信号通过介质而被传送。

在许多应用中，数据流中的符号在经过介质时被破坏。例如，介质中固有的带宽限制趋向于引起接收信号中数据失真强度的增加。特别是，有限带宽信道趋向于扩展发射脉冲。如果该扩展脉冲的宽度超过符号持续时间，就可能发生邻近脉冲交迭的状况，降低接收器的性能。这种现象被称为符号间干扰(inter-symbol interference，简称“ISI”)。通常，当发射器与接收器之间的数据传输率或距离增加，介质的带宽限制趋于导致更大的符号间干扰。

为补偿接收信号中的这类问题，传统高速接收器包括滤波器和均衡器，如可消除符号间干扰或其他失真的部分影响。而且，有些应用方案使用自适应滤波器或均衡器，自动地调节它们的特性，以适应传输介质的特性变化。具有代表性的是，该适应过程包括生成控制滤波器或均衡器特性的参数。最后，多种算法得以发展以生成这些参数。

最小均方(Least Mean Square，简称“LMS”)算法一般用于最优化各种应用的参数，这些应用如有限脉冲响应(finite impulse response，简称“FIR”)滤波器和自适应均衡器如判决反馈均衡器(decisionfeedback equalizers，简称“DFE”)。通常，LMS算法通过根据算法修改当前参数，生成自适应参数，该算法考虑接收数据的当前或前一采样。例如，对一个两抽头判决反馈均衡器，LMS算法可以用下列等式描述：

g1(n)＝g1(n-1)+μ*e*y1等式一

g2(n)＝g2(n-1)+μ*e*y2等式二

其中g(n-1)代表紧接参数n的前一参数，μ是一个关于如反馈回路增益和回路收敛速度的标量，e是误差信号，y1和y2是接收数据的前一采样。

LMS算法不适用于接收数据的前一采样是无效的应用中。例如，传统连续时间滤波器不产生通过滤波器的数据的前一状态。因此，就需要各种技术以调节接收器中的元件的特性。

基于上述问题，存在对改进的技术的需要，以减少数据信号中的误差，特别是在可用多种技术控制数据信号处理的应用中。

发明内容

本发明涉及一种利用通用标准调节多种控制数据信号处理的控制回路、以减少数据信号中的误差的系统和方法。为方便起见，依照本发明建构的系统或实施的方法的实施例，在此简称为“实施例”。在一个实施例中，系统利用依照共同误差测量标准调节的多个控制信号处理接收信号。例如，该系统可包括几个处理元件，其中每一处理元件的特性可用一个独立控制信号调节。为提高该系统的性能，每个信号可通过比较控制信号的不同值下接收器的性能来调节。在这里，接收器的性能依照特定误差测量标准来测量。因此，每个控制信号利用共同的误差测量标准来调节。

在一个实施例中，该系统是通信接收器，处理接收信号并试图从接收信号恢复原始发射信号。在这里，接收器的性能可通过比较接收数据与发射数据确定(或近似或估计等)接收数据中的任何误差来测量。该误差标准可以包括但不限于方差、误比特率或绝对值误差。因此，控制信号可以基于这种误差的计算而被调节。例如，系统调节每个控制信号的值，然后为各个值比较系统中的误差。而后，控制信号的最佳值被作为提供最小误差的值的组合。

在一个实施例中，通信接收器包括具有可调均衡参数的判决反馈均衡器和具有可调脉冲的时钟恢复电路，以及，在一些实施例中，其它可调处理元件。实际上，这些可调元件可以是相互依赖的。例如，调节一个元件的一个参数可能影响另一个元件的可调参数的最佳值。通过使用通用标准调节这些相互依赖的控制回路，与传统通信接收器相比，本系统可提供改善的稳定性。作为一个例子，每个可调参数被调节，以最小化接收信号中某些形式的方差(如均方差)。

本发明一方面涉及一种利用抖动算法减小数据信号中的误差的系统和方法。在一些实施例中，电路连续调节系统中的一个或多个参数以减小系统中的数据误差(如均方差，“MSE”)。调节一个参数后，该电路确定该误差是否已经减小，并作为调节结果。当调节减小了该误差，该电路继续以同一方向(如向上或向下)调节该参数。相反，当调节增加了误差，该电路以相反方向调节该参数。

在一些实施例中，抖动算法以一种嵌套的方式应用于多于一个参数。例如，该电路可首先调节第一参数直到该算法收敛。在一些实施例中，当第一参数的值被发现提供了“最佳”误差，该算法可被认为已经收敛。然后该电路进一步调节第二参数，并接着对第一参数重复抖动算法直到该算法对第一参数再次收敛。而后，该电路确定误差是否已被减小。如果已被减小，该电路以同一方向继续调节该第二参数。如果没有被减小，该电路以相反方向调节该第二参数。重复该过程直至算法对第一参数收敛。

在一些实施例中，电路在通信接收器中执行抖动算法以减小接收数据中的均方差。在此，电路控制通信接收器中的元件的一个或多个参数。例如，接收器可包括具有可调带宽的连续时间滤波器、具有可调延迟的判决反馈均衡器和具有可调定时的延迟锁定回路。通过利用抖动算法控制这些参数的一个或多个，该电路可减小接收数据中的MSE。

而且，通过利用通用标准如均方差调节每一回路，系统可呈现相对好的稳定性。此外，这些控制回路可被组合在具有判决反馈均衡器的接收器中，该判决反馈均衡器利用以均方差为基础的算法(如LMS)，以调节该判决反馈均衡器的均衡参数。在此，每一控制回路将根据共同误差测量标准即方差(或在这个例子中更特别地，指均方差)被调节。结果是，传统系统中遇到的一些稳定性问题可被避免。

在一些实施例中，抖动算法被修正以在参数被改变后立即检查MSE。在此，电路不等待对其他参数嵌套抖动算法的收敛。如果MSE增大，参数立刻变回其前一值。如果MSE不变或减小，该参数留在该新值。在此，该参数可保持在导致的最低MSE值，而不是在该值和导致的较高MSE值之间摇摆。

根据本发明的一个方面，其提供了一种处理接收信号的方法，该方法包括：

接收一个信号；

根据多个控制信号处理该接收信号；

从处理的信号中获得至少一个误差信号；以及

根据至少一个误差信号和共同误差测量标准，调节所述控制信号。

优选地，所述误差测量标准包括方差。

优选地，所述误差测量标准包括均方差。

优选地，所述处理包括时钟恢复及至少一个控制信号，以为该时钟恢复提供相位调节。

优选地，所述处理包括判定反馈均衡及至少一个控制信号，以为该判定反馈均衡提供均衡参数。

优选地，所述处理包括连续时间滤波及至少一个控制信号，以为该连续时间滤波提供带宽调节。

优选地，所述处理包括为模拟-数字转换器生成采样时钟信号至少一个控制信号为生成该采样时钟信号提供相位调节。

优选地，所述调节包括抖动。

优选地，所述调节包括嵌套的抖动。

优选地，所述获得包括采样处理信号。

优选地，所述获得包括采样软判定信号。

根据本发明的一个方面，提供了一种信号处理系统，该系统包括：

至少一个处理元件，根据多个控制信号处理接收信号；

至少一个误差获得元件，从处理的信号中获得至少一个误差信号；

至少一个误差计算元件，根据所述至少一个误差信号和共同测量标准，计算误差的至少一个量度；以及

至少一个控制信号发生器，根据所述误差的至少一个量度调节所述控制信号。

优选地，所述误差测量标准包括方差。

优选地，所述误差测量标准包括均方差。

优选地，所述至少一个处理元件包括时钟恢复电路及至少一个控制信号，以为该时钟恢复电路提供相位调节。

优选地，所述至少一个处理元件包括判决反馈均衡器及至少一个控制信号，以为该判决反馈均衡器提供均衡参数。

优选地，所述至少一个处理元件包括连续时间滤波器及至少一个控制信号，以为该连续时间滤波器提供带宽调节。

优选地，所述至少一个处理元件包括模拟-数字转换器以采样处理的信号和锁环电路以为模拟-数字转换器生成采样时钟信号，其中至少一个控制信号为锁环电路提供相位调节。

优选地，所述处理的信号包括软判定信号。

优选地，所述至少一个控制信号发生器被设置以根据抖动算法调节多个控制信号。

根据本发明的一个方面，提供一种处理接收信号的方法，该方法包括：

根据均衡参数信号，判定反馈均衡输入信号，以生成至少一个均衡信号；

根据相位调节信号，从所述至少一个均衡信号的至少一部分恢复时钟信号；

从所述至少一个均衡信号的至少一部分获得误差信息；

根据通用误差标准，从误差信息计算误差的第一量度和误差的第二量度；以及

根据误差的第一量度调节所述均衡参数信号，以调节至少一个均衡参数；以及

根据误差的第二量度调节所述相位调节信号，以调节所恢复的时钟信号的相位。

优选地，所述误差标准包括方差。

优选地，所述误差标准包括均方差。

优选地，所述方法包括：

根据带宽调节信号连续时间滤波接收信号，以提供所述输入信号；

根据通用误差标准从误差信息计算误差的第三量度；以及

根据该误差的第三量度调节带宽调节信号。

优选地，所述调节相位调节信号和带宽调节信号包括嵌套的抖动。

优选地，所述方法包括：

根据采样时钟相位调节信号为模拟-数字转换器生成采样时钟信号；

根据通用误差标准，从所述误差信息计算误差的第四量度；以及

根据误差的第四量度调节所述采样时钟相位调节信号。

根据本发明的一个方面，提供一种利用抖动算法减小系统中的误差的方法，该方法包括：

测量该系统中的第一误差；

调节该系统中的第一参数；

在调节该第一参数之后、与第二参数相关的收敛发生之前，测量系统中的第二误差；

比较该第一误差和该第二误差；以及

根据该第一误差和该第二误差的比较，调节该系统中的该第一参数。

优选地，所述调节包括当所述第一误差与所述第二误差的比较显示第二误差大于第一误差时，将所述第一参数设回前一值。

优选地，在与第二参数相关的收敛发生之前，所述第一参数被设回前一值。

优选地，在所述第一误差与所述第二误差的比较显示第二误差大于第一误差时，所述第一参数被立刻设回前一值。

优选地，所述调节包括当所述第一误差与所述第二误差的比较显示第二误差不大于第一误差时，将所述第一参数留在当前值。

优选地，所述第一误差和所述第二误差各自从软判定信号中产生。

优选地，在与第二参数相关的收敛发生之前该系统中的第二误差的测量仅为该系统中较慢的回路而被执行。

优选地，所述较慢的回路与判定均衡器路径延迟调节和模拟-数字转换器定时调节至少之一相关。

优选地，所述第一误差和所述第二误差从近似该系统中的均方差的信号中产生。

优选地，与第二参数相关的收敛包括调节该第二参数定义数量的次数。

优选地，与第二参数相关的收敛包括调节所述第二参数直到最小误差被测量到。

优选地，所述第一参数调节该系统的第一均衡特性。

优选地，所述第二参数调节该系统的第二均衡特性。

根据本发明的一个方面，提供一种利用嵌套的抖动算法减小系统中的误差的方法，该方法包括：

a)测量该系统中的第一误差；

b)调节该系统中的第一参数；

c)通过调节该系统中的第二参数，达到与该第二参数相关的收敛；

d)达到与第二参数相关的收敛后，测量系统中的第二误差；

e)比较该第一误差和该第二误差；

f)根据该第一误差和该第二误差的比较，调节该第一参数；以及

g)重复c-f操作，直到达到与第一参数相关的收敛。

优选地，与第一或第二参数相关的收敛包括分别调节该第一或第二参数定义数量的次数。

优选地，与第一或第二参数相关的收敛包括分别调节该第一或第二参数，直到最小误差被测量到。

优选地，所述第一误差和所述第二误差从近似该系统中的均方差的信号中产生。

优选地，所述第一误差和所述第二误差各自从软判定信号产生。

根据本发明的一个方面，提供一种利用抖动算法减小系统中的误差的方法，该方法包括：

测量该系统中的第一误差；

调节该系统中的第一参数；

在与第二参数相关的收敛发生之前，测量系统中的第二误差；

比较该第一误差和该第二误差；以及

当该第一误差与该第二误差的比较显示第二误差大于第一误差时，调节该第一参数，当该第一误差与该第二误差的比较显示第二误差不大于第一误差时，将所述第一参数留在当前值。

优选地，所述调节发生在与第二参数相关的收敛发生之前，且包括所述第一误差与所述第二误差的比较显示第二误差大于第一误差后，将所述第一参数设回前一值。

优选地，所述第一误差和所述第二误差各自从软判定信号产生。

优选地，在与第二参数相关的收敛发生之前该系统中的第二误差的测量仅为该系统中较慢的回路而被执行。

优选地，所述较慢的回路与判定均衡器路径延迟调节和模拟-数字转换器定时调节至少之一相关。

优选地，所述第一误差和所述第二误差从近似该系统中的均方差的信号中产生。

优选地，与第二参数相关的收敛包括调节所述第二参数定义数量的次数。

优选地，与第二参数相关的收敛包括调节所述第二参数直到最小误差被测量到。

优选地，所述第一参数调节该系统的第一均衡特性。

优选地，所述第二参数调节该系统的第二均衡特性。

根据本发明的一方面，提供一种通信接收器，该通信接收器包括：

连续时间滤波器，其具有可控带宽；

判决反馈均衡器，其具有可调反馈路径延迟；

延迟锁定回路，其具有可调定时；以及

抖动算法电路，用于调节所述可控带宽、可调反馈路径延迟和可调定时。

优选地，所述抖动算法电路从近似该通信接收器中的均方差的信号中产生第一误差和第二误差。

优选地，所述第一误差和第二误差各自从软判定信号中产生。

优选地，所述可调定时调节所述软判定信号的采样。

优选地，所述第二误差的测量在与参数相关的收敛在该通信接收器中发生之前被执行。

根据本发明的一方面，提供一种利用抖动算法减小通信接收器中的误差的方法，该方法包括：

测量该通信接收器中的第一误差；

调节至少一个参数，该参数控制连续时间滤波器带宽、判定均衡器路径延迟和模拟-数字转换器定时调节至少之一的操作；

调节所述至少一个参数后，测量该通信接收器中的第二误差；

比较该第一误差和该第二误差；以及

根据该第一误差和该第二误差的比较，调节该至少一个参数。

优选地，所述第一误差和所述第二误差各自从软判定信号中产生。

优选地，所述参数为模拟-数字转换器定时调节调节软判定信号的采样。

优选地，所述第二误差的测量在与另一参数相关的收敛在该通信接收器中发生之前被执行。

优选地，所述第一误差和所述第二误差各包括误差信号的均方。

优选地，所述第一误差和所述第二误差各包括误差信号的和方。

根据本发明的一方面，提供一种利用抖动算法减小系统中的误差的方法，该方法包括：

测量该系统中的第一误差；

调节该系统中的至少一个参数；

调节该至少一个参数后，测量该系统中的第二误差；

比较该第一误差和该第二误差；以及

根据该第一误差和该第二误差的比较，调节该系统中的该至少一个参数。

根据本发明的一个方面，提供一种处理接受信号的方法，该方法包括：

接收信号；

根据多个控制信号处理该接收信号，该处理包括：

根据至少第一控制信号恢复至少一个时钟信号；以及

根据至少第二控制信号应用自适应均衡；

从处理的信号中获得至少一个误差信号；以及

调节该至少第一控制信号和该至少第二控制信号以最小化方差。

优选地，所述至少第一控制信号根据抖动被调节。

优选地，自适应均衡包括前馈均衡或判定反馈均衡。

优选地，方差包括均方差。

优选地，所述至少第二控制信号根据最小均方算法或抖动被调节。

优选地，所述至少第二控制信号根据最小均方算法或抖动被调节。

优选地，所述至少第二控制信号根据最小均方算法或抖动被调节。

附图说明

本发明的这些或其他特征、方面和优点，将从以下结合附图对本发明的详细描述获得更全面地理解。其中：

图1A是根据本发明建构的结合控制回路的处理系统的一个实施例的简化结构图。

图1B是根据本发明建构的结合控制回路的处理系统的一个实施例的简化结构图。

图2是根据本发明执行的控制操作的实施例的流程图。

图3是根据本发明建构的通信接收器的一个实施例的简化结构图。

图4是根据本发明建构的通信接收器的一个实施例的简化结构图。

图5是根据本发明建构的抖动算法电路的一部分的实施例的简化结构图。

图6由图6A、6B、6C组成，是根据本发明可执行的抖动操作的实施例的流程图。

图7是根据本发明的抖动定时的实施例的简图。

图8是根据本发明建构的抖动算法定时电路的一部分的实施例的简化结构图。

图9是根据本发明的抖动定时的实施例的简图。

图10是根据本发明可执行的抖动操作的实施例的流程图。

图11由图11A、11B、11C组成，是根据本发明可执行的抖动操作的实施例的流程图。

图12是根据本发明建构的光通信系统的实施例的简化结构图。

根据普遍实践，附图中描述的各种特征可能未按比例绘制。因此，为达到一定清晰度，该各种特征的尺寸可被任意扩大或减小。而且，为了更加清晰，该附图中的一些可以被简化。因此，该附图可能没有描述给定装置或方法的所有元件。最后，类似参考数字表示贯穿说明书和附图的类似特征。

具体实施方式

以下参考详细说明的实施例对本发明进行了描述。显然，本发明可用广泛各种形式体现，这些形式中的一些可能与所揭示的实施例完全不同。因此，在此所揭示的特殊结构的和功能的细节仅仅是具代表性的，不限制本发明的范围。

图1A是系统100的实施例的简化结构图，该系统包括几个信号处理元件102和104，以处理输入信号106。处理元件102或104可以以其原有形式或者以被另一处理元件102或104处理的同样的方式处理该输入信号106。作为选择，处理元件102或104可提供被另一处理元件102或104使用的处理。无论那种方式，每一处理元件102和104都影响该输入信号106的全部处理。

该处理元件102和104的一个或多个特征可被控制信号控制。例如，该处理元件102可包括放大器、增益控制、滤波器和/或均衡元件。这些元件的特性(如，增益控制的增益、连续时间滤波器的带宽或前馈均衡器的自适应均衡)而后可被调节以改善系统100的性能。此外，处理元件104可包括自适应均衡、时钟恢复和其它元件。这些元件的特性可被调节以改善系统100的性能。

在图1A中，处理元件102和104分别被控制信号108和110控制。每个控制信号108和110的值根据与该处理的输出信号相关的误差的量被依次调节。因此，每个控制信号108和110形成控制每个处理元件102和104的操作的控制回路的部分。

典型地，这些控制回路可以是相互依赖地(即，彼此相互作用)。例如，控制信号的值的变化可以影响另一控制信号的最佳值。因此，系统的不稳定性可导致该控制信号的调节是否未被适当地执行。

根据本发明的一个方面，控制信号108和110可根据共同误差测量标准被调节。例如，控制信号108和110可基于与该被处理的输入信号相关的方差(例如均方差或和方差)的计算被调节。作为选择，控制信号108和110也可基于与该被处理的输入信号相关的比特误差率被调节。该控制信号108和110也可基于与该被处理的输入信号相关的绝对值误差被调节。通过以这种方式调节控制信号108和110，可避免系统中的稳定性问题。

实际上，该误差测量标准可以是有关信号“品质因数”的测量的任何标准。例如，与信号相关的误差一般表明该信号与另一信号一致的精确度。一个典型的例子包括从一个位置发送至另一位置的数据。由于发送或接收元件或传输介质的特性，接收器不能从接受信号中100％精确地恢复原始数据。既然这样，可以进行误差计算的测量，提供指示关于接收器从接受信号中恢复数据的精确度。

为了到达这一目的，该系统100可包括信号误差获得元件112和误差计算元件114的量度。该信号误差获得元件112从正被处理的信号中取出误差信息。该误差信息是从该处理的信号获得，使得每一处理元件102和104对该信号的影响可被监控。

图1A所示的实施例说明了信号可被来自处理元件的反馈信号影响。例如，处理元件104的输出通过线路116反馈给加法器118。结果是，信号误差获得元件104获得的误差可反映处理元件104执行的处理。

误差计算元件114产生误差信息，该误差信号分别被控制信号(例如，参数)发生器120和122用来调节控制信号108和110。根据本发明的一个方面，误差计算元件114根据共同误差测量标准(例如，方差)，为每一发生器120和122产生误差信息。

信号误差获得元件112和误差计算元件114可从该系统的不同位置获得误差信息。例如，如虚线框128和130所描述的，这些元件可被设置以从系统100产生的输出信号获得误差信息。

图1A也说明了误差计算元件可提供误差信息至一个或多个控制信号发生器。例如线路124和126表明误差计算元件114可提供误差信息至控制信号发生器120以及，任选地，控制信号发生器122。

该系统可任选地包括多于一个信号误差获得元件和/或误差计算元件。在一些实施例中，不同误差计算元件可被用于提供误差信息给不同控制信号发生器。例如，误差计算元件114可提供误差信息至控制信号发生器120，误差计算元件130可提供误差信息至控制信号发生器122。

可以理解，上述技术可用于各种处理元件和系统结构的结合。例如，图1B所示，系统150包括几个信号处理元件152、154和156，以处理输入信号158。处理元件152包括自适应均衡器，如前馈自适应均衡器或判定反馈自适应均衡器。处理元件154包括同步采样器，每符号通过1个(或2个或任何定比率M/N)采样。处理元件156包括时钟恢复元件，为该采样器154产生定时控制信号160。均衡调节元件162可基于，例如，最少均方算法使自适应均衡器152的参数适应。然后通过控制信号164将这些参数提供给自适应均衡器152。定时调节元件166可提供均方差的收集和测量，当反馈定时160中的偏差被引入、抖动和调节时，结合控制信号168最小化系统150的总均方差。

图1A所示的系统100的操作将结合图2所示流程图作更详细描述。如方框202所表示，系统100最初接收将被处理的输入信号106。在一个典型的实施例中，该输入信号106由串行数据流组成。可以理解，此处的示教可应用于其它信号格式。

如方框204所示，系统100根据几个控制信号108和110处理输入信号106。如上述讨论，该系统100包括几个处理元件102和104，执行各种操作，例如用于试图精确地从接收的信号流中取出原始数据流。为最优化该系统的性能，元件102和104的特性可被控制信号108和110调节。

如方框206-210所表示，控制信号108和110可被调节，例如用于最小化与处理的信号相关的误差标准。在一个实施例中，信号误差获得元件112采样信号流并产生采样信号的值与信号期待值(方框206)之间差异的误差信号指示。

误差计算元件114处理该误差信号以产生误差信号(例如，MSE)的量度，用于调节控制信号108和110(方框208)。在一些应用中，相同的误差信息可被用于调节每个控制信号108和110。在其它应用中，误差计算元件114可从不同控制信号中产生不同误差信息。无论哪种情况，如上述讨论，该误差信息与共同误差测量标准相关。

在一个可选实施例中，信号误差获得元件128和误差计算元件130可产生与处理的数据相关的比特误差率。在这种情况下，该比特误差率可形成用于调节每一控制信号108和110的误差信息的基础。

如方框210所表示，控制信号发生器120和122根据该误差信号调节控制信号(例如，修正参数值)108和110。在一个典型实施例中，控制信号发生器调节控制信号的值，以最小化误差信息(例如，MSE)的量度的量值。此外，因为不同控制回路是相互依赖的，所以需要将这些控制回路结合。如这里所讨论的，在一些实施例中，这一点可以利用抖动算法实现。

根据此处的示教性的建构的系统可与其它技术结合以调节控制信号。一种可选技术的实施例是扫描算法。这里，该系统可使用控制值的不同结合被重复建构。误差信息为每一个这样的结合而被记录。在扫描结尾，得到“最好”误差信号(例如，最低MSE)的控制值的结合被用来调节控制信号。依靠这一应用，这种扫描过程可被重复以继续更新控制信号108和110。

现在参考图3，将讨论利用通用错误测量标准的通信接收器300的一个实施例。该接收器300包括根据一个或多个均衡参数均衡输入数据304的自适应均衡器302。该均衡参数通过控制信号306提供给该均衡器。该均衡器302包括切片器和重定时器电路308，该切片器和重定时器电路308采样均衡的数据以提供恢复的数据328。

接收器300也包括时钟恢复电路310，从输入数据312(例如，已经被均衡的输入数据304)中恢复一时钟信号314。通常，“时钟恢复”可包含恢复符号定时和/或比特定时。作为一个例子，时钟恢复可包括符号流的同步采样，具有采样器中每符号某定比率采样，如每符号1个采样、每符号2个采样或每两个符号3个采样等。

恢复的时钟信号314为重定时器提供采样时钟。为改善接收器的性能，时钟恢复电路310包括相位调节电路316，根据控制信号318的值调节恢复的时钟信号314的相位。

控制参数优化器电路320根据与均衡的数据相关的方差产生控制信号306和318。在一个实施例中，来自均衡器的软判定信号作为优化器电路320的均方计算器324的误差信息信号322。该优化器320还包括一个或多个元件，为均衡器和时钟恢复控制信号306和318产生控制参数(例如参数)，以最小化方差。

例如，优化器电路320可执行产生均衡参数的最小均方算法。因此该优化器电路320调节均衡参数以找到导致最小均方差的值。

此外，该优化器电路320可执行均方差抖动算法以调节时钟恢复电路310的相位。这里，优化器电路320调节该相位调节参数以找到导致最小均方差的值。

可选择地，在一个结合内插器的系统中，优化器电路可提供如上述讨论的LMS操作，以为时钟恢复电路产生偏差调节。例如，该优化器电路可以μ乘LMS抽头而更新，并使用该值调节该偏差。在这种情况下，该偏差调节以与相位调节相似的方式操作，也就是，其调节重定时器采样时间远离其“正常”采样时间。

根据最小化均方差的通用标准，通过调节该自适应均衡器302和时钟恢复电路310，图3所示的接收器可展现与一些将自适应均衡器与时钟恢复电路结合的传统接收器相比较高的稳定性和性能特征。

通常，一定时钟恢复技术与传统自适应均衡方法的结合导致稳定性问题，其中最终结果是均衡器参数“漂移”使得正“被判定”的符号向均衡器延迟寄存器移动。该不稳定的基本原因是一个控制值，采样定时，正被具有两种截然不同的最优化标准的两种不同算法驱动。

传统的自适应均衡器典型地在其提供的采样时间调节参数，以最小化方差，这样做经常导致的结果是采样时间之间的畸形波形。特别是，不对称出现于波形中。这种不对称在一些情况下具有“过零”，使得早于采样的过零和晚于采样的过零间的时间是不同的。在任何情况下，波形中的不对称经常导致时钟恢复电路试图重新配置采样时间到波形中的另一个点，如一些情况下在过零的中间(作为一个例子)。

如果自适应均衡器调节其参数以最小化对于给定采样定时的均方差，结果总波形导致时钟恢复电路在采样定时里强加一个变化，那么由于获得两种算法的最优性的不同标准，仍存在不稳定性的潜在可能。

另外，一些传统自适应均衡器可以调节其参数以(在某范围之上)给予时间延迟或提前，重新配置“眼打开”或波形的最少方差的点。自适应均衡器，当操作以打开“眼”与在其提供的采样时间的可能一样时，也会试图延迟或提前该波形以将最大眼开定位在提供的采样时间上。

结果是，其具有不对称的波形，其中时钟恢复电路会尽力将采样时间推至过零的中间，与自适应均衡算法结合，该算法会延迟或提前波形以将最大(而非中间)眼开至于采样时间上，会导致时钟恢复电路通过其参数连接延迟(或提前)该波形。既然实用的均衡器具有有限寄存器长度，该过程不能永远继续，最终自适应均衡器用完其能引入的延迟(或提前)，导致一个降级的操作点。

一些技术被发展以提出这一问题，包括偏差电压的内含物被加至时钟恢复电路(然后将切片器采样时间调节远离正常看来的最佳值)，具有调节该偏差电压的各种特别方案。一种传统的方法试图将一偏差电压加至时钟恢复电路，该电路趋向将均衡器拍的“主体”集中于该拍位置附近；其它可选方法仅使用邻近期望的“被判定的符号”拍的两个拍中的“主体”。然而，这些传统的特定规则和方法在一些条件下可能失败，在另一些条件下执行效果不好。

根据本发明的一方面，时钟恢复相位调节从被时钟恢复电路固有的相位检测S曲线驱动的“过零”时间移除采样。根据以这种方式重新配置该时钟恢复S曲线，稳定性将被引入到之前不存在稳定性的地方。

此外，通过使用抖动控制重新配置的数量以最小化MSE，当保持与全部性能非常相关的接收器的优值(MSE)时，这种方法可以稳定该时钟恢复电路。

而且，自适应均衡器和时钟恢复相位都被优化以获得最小方差。通过使用优势标准将时钟恢复相位配置为MSE或最小方差，而不是被波形自身形状驱动，或被涉及波形自身形状，竞争标准可被从接收器中去除。

尽管自适应均衡器可能正使用LMS算法或获得该标准的一些其它方法，时钟恢复相位配置可能正使用相同的基础标准(MSE)以最优化。只要该MSE表面是平滑的且包含全局最小值，提供步骤退出可能“收集”参数和定时(如果任何存在)的任何局部最小值，系统可获得被提供最有利定时的自适应均衡器的最佳性能。以这种方式，通过利用MSE最优化所有参数，包括时钟定时，和通过检查局部最小值的MSE“表面”(及为退出引入方法)，以及具有驱动各种参数的算法的收敛速度的适当设计，稳定性可被保证。上述技术的执行将在下面结合实施例做详细介绍。

图4是通信接收器400的实施例的简化结构图。该通信接收器400结合4个相互依赖的控制回路，每一回路根据与接收信号相关的方差被调节。所描述的实施例涉及一10吉比特(Gbit)接收器，该接收器使用一可调连续时间滤波器和一判决反馈均衡器，以减小接收信号中的误差。该接收器400还包括时钟恢复电路和模拟-数字时钟电路，该两个电路均包括调节产生的时钟的相位的机构。然而，值得欣赏的是，这里的示教可应用与其它应用、结构和数据比率。

图4的实施例中，抖动算法电路472产生几个信号以控制接收器400中的不同元件的操作。例如带宽调节信号474控制连续时间滤波器(“CTF”)406的带宽。延迟调节信号476调节时钟和数据恢复电路(“CDR”)426产生的时钟430的延迟。此外，时钟调节信号478为模拟-数字转换器(“ADC”)462控制延迟锁定回路(“DLL”)产生的时钟468的定时。

在一些实施例中，该抖动算法电路472根据与接收数据信号相关的均方差修正信号474、476和478。在图4中，该均方差从加法器416产生的软判定信号422中计算得到。

该抖动算法电路472可通过测量MSE减小接收器400中的MSE，然后调节一个或多个信号476、476和478，接着再测量MSE以比较该新MSE和前一MSE。如果MSE减小，电路472以与以前相同的方向(如向上或向下)继续调节该信号。如果MSE增大，电路472以相反的方向继续调节该信号。下列等式描述了抖动算法的一个例子：

c(n)＝c(n-1)+u(n)  等式三

u(n)＝u(n-1)       ifMSE(n)＜MSE(N-1)

u(n)＝-1*u(n-1)    ifMSE(n)＞MSE(N-1)

现将结合接收器400中元件的操作的说明对该抖动算法电路472的操作做更详细的描述。

在从如一光信道接收输入数据信号402之上，接收器400最初放大和滤波该信号402。可变增益放大器(“VGA”)放大该输入数据信号402并将放大的数据信号提供给连续时间滤波器406。该连续时间滤波器406利用如具有一可调带宽的低通滤波器滤波该数据信号。在图4所示的实施例中，该抖动算法电路472使用带宽调节信号474控制连续时间滤波器406的带宽。结果是，抖动算法电路472可减小接收信号的均方差。

申请号为10/774,724、申请日为2004年2月9日的美国专利申请揭示了一个具有可调带宽的连续时间滤波器的例子，在此可以作为参考。名称为10GB/S串行数据接收器的新型VGA-CTF结合单元、申请号为10/841,766、申请日为2004年5月7日、代理机构案件编号为51974/JEJ/B600的自有美国专利申请揭示了一个可变增益放大器和一个连续时间滤波器的例子，在此可以作为参考。

来自连续时间滤波器406的滤波的数据信号410被提供给一自动增益控制(“AGC”)电路408。在该自动增益控制电路408的控制西，该可变增益放大器404可适当地分别放大或削弱小或大振幅输入信号，以产生具有相对稳定振幅的输出信号。

滤波的输出信号410还被提供给以加法器电路412。该加法器电路412将阈值调节信号414与信号410结合，以调节该信号410的水平。以这种方式，输入符号的阈值水平可被调节以启动判决反馈均衡器中该符号的更多有效采样。

来自加法器电路412的数据信号415被提供给一2拍判决反馈均衡器和时钟和数据恢复电路。加法器416将数据信号415和两个均衡的反馈信号418和420结合，产生软判定数据信号422。切片器424将该软判定数据信号422转换为一二进制数据信号425。

该二进制数据信号驱动一对双稳态多谐振荡器(双稳态多谐振荡器428和闩对432和436)。在这个实施例中，双稳态多谐振荡器428和闩对432和436执行判定反馈均衡的重定时功能和时钟和数据恢复的县委检测操作。

时钟和数据恢复电路426结合一锁相环电路，通过，例如，对准该二进制数据信号425中具有跃迁的取出时钟的上升沿，从该二进制数据信号425中取出10GHz时钟信号430。以这种方式，时钟和数据恢复电路426可以保持该二进制数据信号425和时钟信号430之间适当的定时关系，该时钟信号430将该二进制数据信号425记录进双稳态多谐振荡器428和闩对432和436。

锁相环电路包括相位检测器(下面要讨论的)、电荷泵和滤波器446以及压控振荡器(“VCO”)448，其中每一元件的概述如下。压控振荡器448生成被反馈至相位检测器的时钟信号430。该相位检测器比较该二进制数据信号425的跃迁边沿和时钟430的边沿，生成被传送至电荷泵的相应相位误差信号442和444。回路滤波器从当前信号移除所选的不期望的频率元件，并发送相应电压信号至压控振荡器448。而后，该压控振荡器448根据该电压信号调节该时钟信号430的相位。

在图4中，相位检测器包括双稳态多谐振荡器428、闩对432和436和一对异或(XOR)门438和440。该二进制数据信号425和来自双稳态多谐振荡器428的数据输出信号418是异或门438的输入信号。来自闩对432的数据输出信号434和来自第二闩对436的数据输出信号420是异或门440的输入信号。

通过比较该二进制数据信号425与双稳态多谐振荡器428和闩对432和436的记录的输出，异或门438和440分别产生相位误差442和444，驱动电荷泵和滤波器446。在一些实施例中，异或门438可产生具有与数据/时钟相位误差成比例的脉冲宽度的信号442。此外，该异或门440可以产生一用作相位误差评估的参考的信号。

锁相环可被控制以调节时钟430的相位。也就是，信号476被用于产生压控振荡器448产生的时钟信号430和二进制数据信号425间的检测相位关系中的偏移量。例如，如果该二进制数据信号425和压控振荡器448的时钟信号430的相位是完全一致的且该信号476的值被称作5度相位偏移，则该相位检测器会相应于该两信号间的一5度相位差输出相位误差信号442和444。

在一些实施例中，该相位移动可用于调节判决反馈均衡器回路中的延迟。例如，该穿过该判决反馈均衡器回路的延迟可被调节以在时间的期待点上，相对于数据信号415，提供反馈信号418和420至加法器416。结果是，抖动算法电路478可进一步减小接收信号的均方差。

在一些实施例中，信号476可用于调节相位检测器输出的相位误差信号442和444。申请号为10/774,725、申请日为2004年2月9日的美国专利申请揭示了具有可调延迟的判决反馈均衡器的例子，在此可以作为参考。

如上所述，双稳态多谐振荡器428和闩对432和436包括用于从二进制数据信号425中恢复数据的判决反馈均衡器的双稳态多谐振荡器。在此，时钟信号430被用于将该二进制数据信号425记录进双稳态多谐振荡器428。另外，该时钟信号430从双稳态多谐振荡器428将输出信号418记录进由闩对432和436组成的第二双稳态多谐振荡器。在这个2拍判决反馈均衡器执行中，该第二双稳态多谐振荡器的输出提供由均衡的数据组成的恢复的数据信号420，该均衡的数据是已从输入数据信号402中被恢复的。

解复用器(“DEMUX”)450解复用该恢复的数据信号420以产生以较慢的速率记录的并行数据。例如，在图4中解复用器450以622兆比特每秒(“Mbps”)的速率产生16并行数据信号452。

来自该两个双稳态多谐振荡器的该数据输出信号还为DFE反馈回路提供DFE拍信号。特定地，该输出信号418和420被均衡参数g1 458和g2 460(典型地，负数)乘，得到的成比例的均衡的反馈信号通过加法器416与如上所述的数据信号415。因此加法器416典型地从当前(也就是，时间上的，当前)字符减去成比例版本的前一字符，以减小或消除信道感应失真如字符间干扰。

通常，均衡参数的值依靠出现在输入信号中的字符间干扰的水平。典型地，一均衡参数(通常是负数)的绝对值随着字符间干扰的增大而增大。在一些实施例中，最小均方(“LMS”)算法电路156计算与一均衡的信号(例如，软判定信号122)相关的误差并根据该误差调节均衡参数的值。

如上所提及的，误差信号可从该软判定信号422中产生。在图4中，模拟-数字转换器462采样该软判定信号422，以产生数字信号(在这种情况下为4个)，该数字信号被提供给一数字自动增益控制电路(“DAGC”)464。该数字自动增益控制电路464的数据输出被提供给LMS算法电路456和抖动算法电路472。

在图4所示实施例中，元件456、464和472被执行于数字域中。因此，这些元件可以作为，例如，一状态机、与软件相关的处理器或其它已知结构，被执行。

模拟-数字转换器462利用延迟锁定回路466产生的一155MHz时钟信号468采样软判定信号422。该时钟信号468的相对相位确定一给定字符时间上的点，在该点处，该模拟-数字转换器462采样该字符。时间上采样字符的最佳点取决于信道的特性。

延迟锁定回路466包括可用于控制时钟信号468的相位延迟的延迟电路480。因此，抖动算法电路472可调节信号478以改变模拟-数字转换器462从软判定信号422中采样字符时所处的点。以这种方式，该模拟-数字转换器462可被控制，以在与切片器/重定时器时间上近似相同的点处采样。结果是，该抖动算法电路472可进一步减小接收信号的均方差。

图5描述了抖动算法电路500的一部分的一实施例。简要地，该电路500执行的抖动操作包括计算和方差(“SSE”)，改变控制参数的值以调节接收器400(图4所示)的一个元件的特性，再计算SSE，比较该前一SSE和新SSE，而后因此再调节该参数。

电路500包括和方差(SSE)计算器202，该和方差计算器202处理从数字自动增益控制电路464(图4所示)接收的数字信号504，以产生和方差信号505。通过计算SSE而不是MSE，电路500避免将该SSE均分为平均值的额外处理步骤。

该SSE计算器502利用一加法器518从如元件516产生的接收信号504的实际值中减去该接收信号504的期望值，产生初始误差信号。平方电路520将该初始误差信号平方。求和电路522求平方的误差信号的和，产生SSE信号505。

基于SSE信号505的比较，电路500产生参数514，该参数514被用于产生如上所述、例如结合图4的控制信号。比较器506比较当前SSE信号505与该SSE信号的前一值，该前一值被存储在如数据存储器508中。该比较器506产生信号524，指示当前SSE是高于还是低于前一SSE。根据信号524的值，参数调节电路510从该参数的前一值向上或向下调节该参数。该参数的前一值可被存储，例如，在一数据存储器212中。

如信号526所描述的，接收器400设置该参数的值。例如，在重设期间或DFE中的锁相回路失锁后，接收器400可将该参数设置为能够使锁相回路重新锁定的默认值。

在一些实施例中，该电路500可用于对所有控制信号(例如图4所示信号474、476、478)调节该参数。在结合图8描述的另一实施例中，独立的比较器和相关电路可被用于每一控制信号。

现在参照图6A-6C，将讨论嵌套的抖动算法操作的一个实施例。在这一实施例中，抖动算法调节CTF的带宽、DFE路径的相位延迟和ADC时钟的延迟，如上结合图4的描述。

这些信号被抖动算法控制的嵌套的特征如图7所描述。简要地，该算法首先为CTF调节信号474，直到算法因这一调节收敛。通常，当提供最小SSE或MSE(为方便起见，下述的讨论仅使用术语MSE)的CTF参数的值找到，算法被认为已经收敛。

然而，实际上，通过为一给定参数选择最大数量的调节可以更有效地定义该收敛。例如，基于测试，可以确定对于CTF的收敛发生在带宽的20次调节中几乎所有的情况下。因此，通过调节定义的次数后终止该参数的调节，可简化该算法的操作。

CTF参数在一给定值收敛后(例如，该参数被增大直到达到图7中水平701所表示的值)，该DFE延迟参数的值可被调节(例如，从水平705到水平707)。然后该算法再调节该CTF参数直到再次达到收敛(例如，在水平703)。根据MSE是增大还是减小，该DFE参数被以一适当方向(例如，至水平709)调节。上述过程被重复直到DFE参数收敛(例如，在水平709)。

接着，ADC定时参数的值被调节(例如，从水平711至水平713)。然后该算法再调节该DFE参数直到再次达到收敛(例如，在水平715)。如上所注，该DFE参数的收敛包括该CTF参数的几次收敛，如水平717和水平719所表示。根据MSE是增大还是减小，该ADC参数被以一适当方向(图未示)调节。上述过程被重复直到该ADC参数收敛(图未示)。

再参照图6A-6B，图6A描述使CTF参数收敛的操作，图6B描述使DFE参数收敛的操作以及图6C描述使ADC参数收敛的操作。

如图6A中方框602所表示，当CTF算法被初始化，一方向标志被设置以指示初始方向(例如，增大)，以改变CTF参数。

如方框604-608所表示，该算法修正该当前参数，通过例如恢复当前带宽参数(例如，初始值＝2)、恢复方向标志以及根据该方向标志(例如，新值＝3)修正该参数。

典型地，CTF的带宽的修正使得LMS算法电路456(图4所示)调节反馈参数g1和g2的值。这可以发生，因为该参数g1和g2的前一值不能提供反馈信号的最佳缩放比例，以减小被CTF的新带宽带限的输入信号中的ISI。因此，如方框610所表示，在确定新带宽参数对MSE的影响之前，该算法等待LMS算法收敛至g1和g3的新值。

如方框612所表示，算法采样误差信号以计算一新MSE。为提供MSE的精确(例如，无噪声)测量，误差信号需在一相对长时期内被采样。例如，1000误差采样可被采用生成-MSE。以这种方式，可以减小或消除由于例如数据方式或瞬态噪声造成的MSE中的变化。

接着，在方框614，该算法比较该新MSE和前一MSE。如果该新MSE更低(即更小)了，在方框616，该算法设置该方向标志以表明应以同样的方向(例如，被增大到4)调节带宽参数。如果，另一方面，该新MSE更高(即更大)了，在方框618，该算法设置该方向标志以表明应以相反的方向(例如，被减小到1)调节带宽参数。

如方框620所表示，该算法确定是否已经达到收敛。这可以包括，例如，检查计数器以确定当前调节循环中带宽参数被修正的次数。如果还未达到收敛，该算法返回方框604且该循环继续。如果已经达到收敛，该算法的循环结束。

现在参照图6B，将讨论DFE延迟调节的抖动算法操作。因这一流程图与图6A的流程图相似，操作中的几个步骤将被简要讨论。最初，如方框632-638所表示，该算法设置一方向标志，然后根据该方向标志的值修正DFE参数。

如方框640所表示，在确定新DFE对MSE的影响之前，该算法等待CTF抖动算法(图6A所示)收敛至带宽参数的新值。如结合图6A的讨论，在这一方块期间，执行CTF回路的一个完整循环(例如，二十次迭代)。

然后，如方框642-644所表示，该算法比较从DFE参数的新值得到的该新MSE(和可能该CTF参数的一个新值)和前一MSE。如方框646所表示，根据该新参数对MSE的影响，设置方向标志，并在该参数(例如，通过该回路的二十次循环)收敛后，该算法终止。

现在参考图6C，将讨论调节ADC始终定时的抖动算法操作。因这一流程图与图6A和6B的流程图相似，操作中的几个步骤将被简要讨论。最初，如方框662-668所表示，该算法设置一方向标志，然后根据该方向标志的值修正ADC参数。

如方框670所表示，在确定新ADC参数对MSE的影响之前，该算法等待DFE抖动算法(图6B所示)收敛至该DFE延迟参数的新值。如结合图6B的讨论，在这一方块期间，执行DFE回路的一个完整循环(例如，二十次迭代)。

然后，如方框672-674所表示，该算法比较从ADC参数的新值得到的该新MSE(和可能该CTF和DFE参数的新值)和前一MSE。如方框676-680所表示，根据该新参数对MSE的影响，设置方向标志，并在该参数(例如，通过该回路的二十次循环)收敛后，该算法终止。

再参照图7，将更详细地讨论嵌套的回路定时的一个例子。，在Y轴上从上到下的四条曲线描述了LMS算法(例如，g1)、CTF抖动算法、DFE抖动算法和ADC抖动算法的参数的举例值。为便于说明，该条曲线被结合在一幅图中。因此，该参数的值并未用来说明该参数的实际相对值。

Y轴表示时间线t。如曲线上的字符710表示，时间线t被打断以表示在稍后时期发生的事件。换句话说，该时间线不是线性的。

该曲线的第一部分被确定为时间期间702。在这段时间期间，该LMS算法调节g1的值，直到在时间期间702末尾该算法收敛。该时间期间702之后，g1保持在相对恒定值指定水平721。

一旦LMS算法收敛，CTF抖动算法在阴影区域704指定的时间期间上采样错误信号。在采样期间704的末尾，CTF参数的值被增大。在这一点，LMS算法再次调节g1的值直到达到收敛。这一过程在后续的CTF采样期间706和708被重复，调节CTF参数和g1相应变化。最后，CTF算法收敛，如水平701所表示。

CTF算法收敛后，DFE算法在采样期间718采样MSE，而后增大DFE参数的值上升至水平707。最后CTF算法再次收敛(水平703)，此后，DFE算法在采样期间712期间采样MSE，并增大DE参数的值上升至水平709。

最后DFE算法收敛，此后，ADC算法在采样期间714期间采样MSE。然后ACD算法将ADC参数的值从水平711增至水平713，最终该ACD算法收敛。

在一些实施例中，CTF、DFE、ADC的抖动算法被初始化的速率是预先确定的。图8描述为初始化该三种抖动算法产生定时信号的定时电路800的一个实施例。

误差信号被平方电路802平方后，该平方的误差信号根据时钟806被求和并存储在一个加法器804中。例如，如图4所示，ADC时钟468在155MHz速率产生采样。

例如，ADC时钟468的2000次循环后，MSE定时信号TMSE将该加法器804的内容记录进寄存器808，此后该加法器804通过重置信号被重置。以这种方式，电路800在2000个采样期间重复计算该MSE(或这种情况下的SSE)并将这一值通过信号810提供给三个寄存器812、820和828。

CTF定时信号TCTF将MSE信号810记录进寄存器812。同时，该TCTF信号将该前一值(用于CTF调节的MSE的前一值)存储在寄存器812中。结果是，比较器而后比较MSE的当前值和MSE的前一值以产生信号818，表明作为CTF参数的最后变化的结果，MSE增大了还是减小了。

如上所述的实施例中，CTF收敛被定义为20次循环，TCFT时钟的速度可以等于TMSE信号的速度。也就是，对于TMSE信号的每一时钟循环(和TADC信号806的每2000次时钟循环)存在TCTF信号的一个时钟循环。然而，为容纳DFE算法的MSE的计算，TCTF信号的每20次时钟循环外的一次可被无效或忽略。

可为DFE和DLL提供类似的定时信号和电路。例如，以TCTF信号的速度的二十分之一操作的一TDFE信号可将MSE记录进寄存器820和822，使得比较器824能输出一信号826，表明作为DFE参数的最后变化的结果，MSE增大了还是减小了。这里，为容纳DLL算法的MSE的计算，TDFE信号的每20次时钟循环外的一次可被无效或忽略。

最后，以TDFE信号的速度的二十分之一操作的TDLL信号，可将MSE记录进寄存器828和830，使得比较器832能输出一信号834，表明作为DLL参数的最后变化的结果，MSE增大了还是减小了。

图8中的定时关系可被图7中的期间T1、T2和T3表示。例如，T1可相应于TACD信号806的2000次循环，T2可相应于TACD信号806的20×2000次循环以及T3可相应于TACD信号806的20×20×2000次循环。

值得欣赏的是，上面提出的定时仅是一个例子。各种不同定时关系可被用于结合本发明示教的系统中。上面给出的例子中，回路并不是完全独立的。因此，每一回路可被定义以使得其与其它回路相比，被调用于不同速率。这里，一回路的时间恒定可被定义为在该时间内参数稳定为其终值的1/e。通常，为保持回路的稳定性，以一定速率为每一回路调节参数是值得期待的，确保回路的参数在不少于下一个最快回路的时间恒定时期内不会改变。图8所示的实施例中，每一嵌套回路以较最快回路慢20倍的相对守恒的速率被调用。

典型地，抖动算法的嵌套顺序可取决于相应误差被纠正发生的速率。通常，补偿以较快速率改变的变化的回路将会更频繁地被调用。

例如，LMS算法被用于纠正由信道特性如偏振模色散引起的误差。这些特性可由于外部条件相对频繁地改变。这些改变在相对长地信号中特别普遍。

连续时间滤波器也可用于补偿信道中的变化如色散。然而，因为判决反馈均衡器典型地提供更有效地均衡，所以LMS算法可较该连续时间滤波器算法更频繁地被执行。

当判决反馈均衡器路径延迟调节可对信号特性提供一些补偿，对该判决反馈均衡器路径延迟的调节根本上纠正了缓慢变化条件如温度和电源漂移或相对稳定条件这样过程变化。同样地，对模拟-数字转换器定时的调节根本上纠正了这些类型的缓慢变化条件或相对稳定条件。因此，对这些元件的算法可以以较慢的速率被执行。

从上述可知，值得欣赏的是根据本发明建构的系统可以提供均衡和其它处理(例如，定时恢复)，这些处理可根据一通用标准如方差被改变。而且，该调节以一种嵌套的方式执行，以改善系统的稳定性。虽然上述实施例中的一些描述了与特殊电路和操作结合的技术，但显然，这里的示教可用于各种应用。例如，可对各种时钟恢复方案和电路(例如，同步字符定时等)做调节。利用如偏差控制信号或定时偏移量信号调节时钟恢复电路。对各种自适应均衡方案和电路包括例如前馈均衡和判定反馈均衡可做调节。利用如最少均方算法和/或抖动实现调节，以减小与系统中的一个或多个信号相关的方差。

现在参照图9和图10，将讨论抖动算法的另一个实施例。图9包括两幅定时简图900和902，说明调节一个参数的不同方法。图10是流程图，说明提供简图902所示的参数调节可执行的操作。

定时简图900说明一种调节参数如DFE相位参数的方法。最初，该参数是位于水平904表示的值。阴影部分906表示CTF算法如上所述收敛后，DFE抖动算法采样MSE的时间。采样表明MSE减小后，参数被增至水平908所表示的值。另一个采样910表明MSE再次减小后，参数被增至水平912所表示的值。然而，这次，后续的采样914表明MSE增大。结果是，该参数被减回水平916所表示的前一值。该算法的缺点是即使当该参数的一个值(例如，与水平908相关的参数值)较所有其它值提供一个更低MSE，该算法也不会保持设置在那个最佳值的参数。相反地，该算法会继续改变该参数的值，如水平918所表示，试图确定下一个参数是否提供一个更低的MSE.

定时简图902说明将该参数较长时间保持在最佳值的一种方法。与该简图相关的操作将结合图10做讨论。图10所示的操作可在图6B中的操作638和640之间执行。

最初，该参数被设于水平920表示的值。采样922指示该MSE减小后，该参数被增至水平926表示的值(方框638)。如方框1002所表示，代替等待CTF算法收敛，抖动算法立刻再采样该MSE(阴影区域924)并比较该新MSE和来自采样922的MSE(方框1004)，以确定作为该参数调节的结果，该MSE是否立即增大。如方框1006所表示的，如果该MSE没有增大，该参数被留在该新值(水平926)。CTF算法收敛后(方框640)，DFE算法再次采样MSE(阴影区域928)，以确定参数调节至水平926对MSE的影响(图6B所示)。

如果显示出改进，该参数被增至水平930所表示的值(方框638)。再次，抖动算法立即采样该MSE(阴影区域932)，以确定该MSE是否立即增大(方框1002)。如果，在方框1004，MSE已经增大，抖动算法可立即将参数改变回水平934所表示的其前一值(方框1008)。此外，该算法可改变方向标志的值，以使得该算法在下一次穿过该回路的过程中以相反方向调节该参数。

抖动算法重复如水平938和阴影区域936和940表示的这一过程，以将该参数在多数时间里保持在最佳值。如图9所示，在这个例子中该最佳水平保持在除处理采样时期外的所有时期中。

值得欣赏的是，第二采样(例如采样924)可在某时被执行，而不是参数改变后立即被执行。同样地，参数可以在某时被变回，而不是确定MSE增大后立即被变回。在收敛发生之前的某时执行这些操作，提供一种超越图6所示算法的优势，即回路的参数可更长时间地被保持在最佳值。

在一些实施例中，简图902的算法被提供给较慢的回路，如图9所描述的DFE路径延迟和ADC时钟定时。这防止这些回路相对长时期地停留在一个小于最佳值的值上。

图11A、11B和11C描述了被执行用于初始化LMS、CTF、DFE、ADC参数的操作的一个实施例。在方框1102和1104，参数被设置为一组初始值。如果，在方框1106，这组值未带来时钟和数据恢复电路(“CDR”)的锁定条件，则锁相环被锁定在一个参考时钟(方框1108)。如方框1110和1112所表示，对ADC参数的五个不同值检查锁定。

参考图11B，在方框1120，根据在图11A操作期间实现的锁定的次数，选择一组不同的后续操作。如方框1122所表示，当仅实现一次锁定时，ADC值被设于实现锁定处的值。接着，在方框1124，为DFE参数±3/32的前一值，测量MSE。然后将DFE参数设于该产生最低MSE的值(方框1126)。

如方框1140所表示，LMS参数(g1)和CTF参数被设于最后的搜索中使用的值。如果，在方框1142，这组值导致CDR锁定，该接收器被设于跟踪模式且数据获得开始。作为选择，如果在方框1142没有实现IDR锁定，则DFE参数被设于16/32(方框1144)，然后接收器被设于上述跟踪模式。

如果，在方框1120，实现了两次、三次或四次锁定，在方框1128，为ADC和DFE参数的值的结合，测量该MSE。在方框1130，选择产生最小MSE的ADC和DFE参数的结合。然后如上所述，方法进行至方框1140。

图11C描述图11A中初始化操作期间没有实现锁定时可实行的操作。如方框1160和1162表示，该操作包括八次穿过被方框1164定义的回路继续返回方框1106-1120的过程。在方框1164，在每一穿过回路的过程中选择一组不同的DFE、g1和CTF参数。然后该方法确定是否实现具有被选的一组参数(和方框1110设置的不同ADC参数值)的锁定(方框1106)。如果实现锁定，该方法将在方框1120退出该回路。

如方框1166所表示，如果没有实现锁定，该方法通过定义的一组情况740搜索。如果在这些情况的任一下实现锁定，则停止搜索，接收器被设于跟踪模式。

这里描述的系统和方法可被结合进各种应用中的任一中。例如，如果12所示，所描述的示范性抖动电路可被结合进光通信系统1200的光接收器设备1210中。该光通信系统1200包括光发射器1220和将光信号承载至光接收器设备1210的光纤网络1230。本技术领域的普通技术人员可以理解本发明的示教并不限于单一光发射器和接收器或多个光接收器。例如，实用的光通信系统可具有一个或多个光发射器和一个或多个光接收器。

所举例描述的接收路径包括光检测器1235、感应电阻器1240、一个或多个放大器1250和一个集成的判决反馈均衡器和时钟和数据恢复电路1260。该光检测器1235可包括现有技术的光检测器。这种现有技术检测器将输入光信号转换成可被电子监控的相应电输出信号。

发射路径包括与光发射器1257连接的一个或多个增益级1270。增益级1270可具有多级，且可接收一个或多个控制信号，以控制光发射器的输出的各种不同参数。在一个实施例中，模拟数据源提供调制光发射器的输出的模拟数据信号。在另一些实施例中，应用基带数字调制或频率调制。

在这一实施例中，增益级1270根据激光控制信号放大来自数据源的输入数据信号。该放大的数据信号反过来驱动光发射器1275。

光发射器可以是如发光二极管或操作在如10Gbps或更高速度的表面发射激光器或边缘发射激光器。该光发射器1275因此产生提供给光纤网络1230的光数据信号。

该光纤网络1230将光数据信号传送给光检测器1235。在操作中，当发射光束入射到光检测器的光接收表面区域，产生电子空穴对。被应用穿过该光检测器的偏置电压产生强度与该输入光强度成比例的电子流。在一个实施例中，该电流流过感应电阻器1240并产生电压。

该感应的电压被一个或多个放大器1250放大，且该放大器1250的输出驱动集成的判决反馈均衡器和时钟和数据恢复电路1260。该判决反馈均衡器可包括，作为举例，产生驱动一时钟和数据恢复电路的二进制信号的切片器。该时钟和数据恢复电路从二进制信号产生取出的时钟信号，该取出的时钟信号而后被用于如上所述重定时该均衡的数据。申请号为10/823,252，申请日为2004年4月10日的美国专利申请揭示了集成的判决反馈均衡器和时钟和数据恢复电路的一个例子，在此可以作为参考。

根据本发明构造的接收器支持各种数据协议和数据速率。例如，在一个实施例中，接收器是多速率SONET/SDH/10GE/FEC接收器，可以很高速度操作，例如，9.953、10.3125、10.644或10.709Gbps。该接收器包括，在单芯片解决方案中，如上所讨论的光均衡器和CDR、线性放大器、解串器和其它元件。

在一个实施例中，该接收器芯片使用CMOS技术实现。然后这里的示教可应用于其它类型的处理，包括例如GaAs、双MOS、双极等。而且不同类型的晶体管如NFETS和PFETS可被用于控制一个、两个或多个回路。这些回路可依次控制系统的各种参数或特性，包括，但不限于，上述讨论中的参数。

本发明的不同实施例可包括各种硬件和软件处理元件。在本发明的一些实施例中，硬件元件如控制器、状态机和/或逻辑，被用于根据本发明建构的系统中。在本发明的一些实施例中，代码例如执行在一个或多个处理装置上的软件或硬件可被用于执行一个或多个所描述操作。

这种元件可在一个或多个集成电路上实现。例如，在一些实施例中，这些元件中的几个可被结合在一单一集成电路中。在一些实施例中，元件中的一些可作为单一集成电路实现。在一些实施例中，一些元件作为几个集成电路实现。

这里所描述的元件和功能可以许多不同方式连接/结合。所采用的这种方式可部分地根据该元件是否是和其它元件分离开的。在一些实施例中，图式中导线所表示的连接中的一些可在集成电路中、电路板上和/或其它电路板的底板上。

这里所讨论的信号可采用几种形式。例如，在一些实施例中信号可以是在电缆上传送的电信号，而其它信号可由在光纤上传送的光脉冲组成。例如，差动信号包括两个补充信号或信号的某种其它组合。此外，一组信号在此可共同地被成为一个信号。

信号如这里所讨论，也可采用数据的形式。例如，在一些实施例中，应用程序可发送一个信号到另一应用程序。这样的信号可被存储于数据存储器中。

这里所描述的元件和功能可被直接或间接连接/结合。因此，在一些实施例中连接的/结合的元件之间可以有或没有中间设备(例如，缓冲器)。

简要地，这里所描述的发明一般涉及一种减少接受信号中的误差的改进系统和方法。虽然以上详细描述并在附图中展示某些示范性实施例，但是可以理解这些实施例仅仅是本发明的说明而非限制。特别地，应该认识到本发明的示教应用于广泛种类的系统和方法。因此，也将认识到可以对以上描述的本发明的附图说明的和其它实施例做各种改变，而并没有超出本发明的范围。由于以上所述，可以理解本发明不限于已揭示的特定实施例或配置，而是更确切地用于涵盖本发明权利要求所定义的本发明范围和精神内的各种变化、改编或修改。

本申请主张序列号为60/576,371、申请日为2004年6月2日的美国临时专利申请的优先权，该申请在此作为本申请的参考。

Claims (10)

1.一种处理接收信号的方法，其特征在于，该方法包括：

接收信号；

利用多个控制信号处理该接收信号；

从处理的信号中捕获至少一个误差信号，抖动算法电路采用抖动算法以一种嵌套的方式应用于多于一个参数并调节所述误差信号以减小接收信号中的均方差，以及

根据至少一个误差信号和通用误差测量标准，调节所述控制信号。

2.一种处理信号的系统，其特征在于，该系统包括：

至少一个处理元件，以根据多个控制信号处理接收信号；

至少一个误差获得元件，从处理的信号中获得至少一个误差信号；

至少一个误差计算元件，根据所述至少一个误差信号和共同误差测量标准，计算误差的至少一个量度；

至少一个抖动算法电路，采用抖动算法以一种嵌套的方式应用于多于一个参数并调节所述误差信号以减小接收信号中的均方差，以及

至少一个控制信号发生器，根据所述误差的至少一个量度调节所述控制信号。

3.根据权利要求2所述的处理信号的系统，其特征在于：所述误差测量标准包括方差。

4.根据权利要求2所述的处理信号的系统，其特征在于：所述误差测量标准包括均方差。

5.根据权利要求2所述的处理信号的系统，其特征在于：所述至少一个处理元件包括时钟恢复电路及至少一个控制信号，以为该时钟恢复电路提供相位调节。

6.根据权利要求2所述的处理信号的系统，其特征在于：所述至少一个处理元件包括判决反馈均衡器及至少一个控制信号，以为该判决反馈均衡器提供均衡参数。

7.根据权利要求2所述的处理信号的系统，其特征在于：所述至少一个处理元件包括连续时间滤波器及至少一个控制信号，以为该连续时间滤波器提供带宽调节。

8.根据权利要求2所述的处理信号的系统，其特征在于：所述至少一个处理元件包括模拟-数字转换器以采样处理的信号和锁环电路以为模拟-数字转换器生成采样时钟信号，其中至少一个控制信号为锁环电路提供相位调节。

9.根据权利要求2所述的处理信号的系统，其特征在于：所述至少一个控制信号发生器被设置以根据抖动算法调节多个控制信号。

10.一种处理接收信号的方法，其特征在于，该方法包括：

接收一信号；

根据多个控制信号处理该接收信号，该处理包括：

根据至少第一控制信号恢复至少一个时钟信号；以及

根据至少第二控制信号应用自适应均衡；

从处理的信号中获得至少一个误差信号；通过抖动算法电路采用抖动算法以一种嵌套的方式应用于多于一个参数并调节所述误差信号以减小接收信号中的均方差，以及

调节该至少第一控制信号和该至少第二控制信号以最小化方差。

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